Порядок расчета аналоговой части РПУ

Предварительный расчет следует начать с выбора типовой схемы радиоприемного устройства. В большинстве случаев профессиональные радиоприемники выполняются по супергетеродинной схеме, обеспечивающей высокую чувствительность и избирательность.

В результате предварительного расчета данная схема уточняется. В первую очередь решается вопрос о количестве преобразований частоты, наличии усилителя радиочастоты, выбираются средства, обеспечивающие заданную избирательность РПУ. Конкретизируются требования к узлам и блокам, входящим в схему прием-ника.

Предварительный расчет схемы РПУ РЛС имеет некоторые особенности, связанные с тем, что требования к ослаблению побочных каналов приема обычно невысоки (12...20 дБ). Поэтому всегда выбирают типовую схему построения высокочастотной головки приемника. Следует лишь определить необходимость применения малошумящего усилителя - МШУ.

Расчет числа преобразований и промежуточных частот начинают с определения полосы пропускания приемника П.

Полоса пропускания линейного тракта приемника зависит от ширины спектра принимаемого сигнала Пс, при которой обеспечивается воспроизведение передаваемых сообщений с допустимыми искажениями, запаса на доплеровское смещение частоты сигнала от подвижного объекта Df_Д, нестабильности и неточности настройки приемника Пнс [1,19,20].

. (7.1)

При передаче непрерывных сообщений S(t) ширина спектра принимаемого радиосигнала Пс может быть найдена по известным параметрам модулирующего сигнала и виду модуляции [20, с.44, 45].

Так, при двухполосной АМ (АЗ)

, (7.2)

где Fв - верхняя (максимальная) частота в спектре модулирующего сигнала.

При однополосной АМ с ослабленной несущей (АЗА)

, (7.3)

При однополосной модуляции с подавленной несущей (АЗУ)

, (7.4)

где Fн - нижняя (минимальная) частота в спектре модулирующего сигнала.

При частотной модуляции (FЗ)

, (7.5)

где - индекс частотной модуляции,

Dfm – девиация частоты.

При передаче дискретных сообщений (в частности, кодовых посылок, телеграфных сигналов) наиболее широкий спектр получается у периодической последовательности элементарных импульсов и пауз.

При этом частота манипуляции

,

где t_C - длительность элементарного символа, с;

В - скорость телеграфирования, Бод.

Максимальная частота, которую должен пропускать канал связи, может быть определена из выражения

, (7.6)

где а = 3...5 при регистрации сигналов методом укороченного контакта и а = 1 при регистрации интегральным способом.

С учетом изложенного ширина спектра радиосигнала при амплитудной манипуляции (А1)

. (7.7)

При амплитудной тональной манипуляции (А2)

, (7.8)

где F₀ = 800...1000 Гц - частота тона.

При частотной манипуляции (F1) для 1,5 < Мчм < 5,5

, (7.9)

где , Df₁ - разнос между максимальной и минимальной частотами радиосигнала. Чаще всего Df₁ = 1 кГц.

Для 5,5 ≤ Мчм < 20

, (7.10)

Для приемников импульсных радиосигналов обычно полосу Пс выбирают из соотношения

, (7.11)

где t - длительность радиоимпульса.

Если радиоимпульс имеет прямоугольную огибающую, то мак-симальное отношение Рс / Рш достигается при [1,3].

В том случае, когда необходимо обеспечить малые искажения фронта радиоимпульса, то ,

где t_Y - допустимое время устанавления переднего фронта импульса на выходе линейного тракта приемника.

Если в задании на курсовой проект заданы t и t_Y, то следует выбрать большее значение Пс.

Общая нестабильность частоты и неточность настроек гетеродина, УПЧ приемника определяется соотношением [1,19,20]

, (7.12)

где и - абсолютные нестабильности несущей частоты сигнала и частоты гетеродина приемника (в_С, в_Г - относительные нестабильности частоты сигнала и гетеродина), df_НГ , df_НУПЧ - неточности настроек гетеродина и УПЧ.

Для профессиональных приемных устройств часто считают, что df_НГ , df_НУПЧ = 0.

Может оказаться, что величина Пнс соизмерима или даже больше ширины спектра принимаемого радиосигнала Пс.

Чтобы избежать необходимости существенного расширения полосы пропускания приемника - П, а значит и ухудшения его чувствительности, в этом случае следует применить систему автоматической подстройки частоты гетеродина приемника. Коэффициент автоподстройки АПЧ достигает (30...100), в это же число раз уменьшается и Пнс, т.е. полоса приемника будет определяться практически целиком спектром принимаемого сигнала.

Доплеровское смещение несущей частоты Df_Д передатчика, который перемещается относительно приемника с радиальной скоро-стью J_Р, равно ,

где с ≈ 3·10 ⁸ - скорость распространения радиоволн.

Для РПУ РЛС, работающей по отражаемому сигналу, это смещение удваивается.

Расчет числа преобразований и выбор промежуточных частот связных, навигационных, командных приемников базируется на ана-лизе неравенств, ограничивающих значение промежуточной частоты снизу (с учетом требований к избирательности по зеркальному каналу - Sзк) и сверху (с учетом требований к избирательности по соседнему каналу - Sск), (см., например, [20, с.51...54]). Так, при одноконтурной входной цепи и "n" каскадном резонансном усили-теле радиочастоты

, (7.13)

где - вспомогательный безразмерный коэффициент;

d_Э - эквивалентное затухание контуров УРЧ;

f_MAX - максимальная частота настройки приемника.

Верхняя граница промежуточной частоты ищется из соотноше-ния

, (7.14)

где Qэпч - эквивалентная добротность контуров УПЧ;

Y (m) - функция, учитывающая тип избирательной системы (одноконтурная, со связанными контурами и т.д.) и их числа [19, с.272... 274].

Если f_ПР1 > f_ПР2, то обеспечение заданных требований по избирательности возможно с однократным преобразованием частоты. Промежуточная частота должна быть выбрана между f_ПР1 и f_ПР2 . В настоящее время сложилась сетка значений промежуточных частот: 0,115; 0,455; 0,465; 0,5; 0,915; 1,2; 1,6; 1,9; 2,2; 4,5; 6,5; 6,8; 10,0; 10,7; 15,0; 30,0; 60,0; 90,0; 120,0 МГц.

Рекомендуется выбирать значение промежуточной частоты из этого ряда. В технически обоснованных случаях могут быть использованы и другие частоты, но в любом случае промежуточная частота не должна находиться в диапазоне рабочих частот приемника и не должна совпадать с частотой какого-либо мощного передатчика.

Если f_{ПР1 <} f_ПР2 приемник должен иметь двухкратное преобразование частоты [19,20]. Промежуточные частоты выбираются в соответствии с условиями (7.13) и (7.14).

Радиолокационные приемники строятся, как правило, с однократным преобразованием. Промежуточная частота определяется длительностью зондирующего импульса РЛС

. (7.15)

Значение промежуточной частоты выбирается тоже из указанного выше ряда частот, обычно это – 30,0; 60,0; 90,0 или 120,0 МГц.

При выборе промежуточных частот следует также учитывать то, что наряду с обычными избирательными системами LC - типа в последнее время стали широко применяться кварцевые монолитные, электромеханические, пьезокерамические, пьезомеханические фильтры и фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ). Применение этих фильтров позволяет упростить схемное решение приемника и в ряде случаев использовать однократное преобразование частоты вместо двухкратного [8, с.170...225].

В последнее время в схемотехнике УПОС наметилась тенденция использования первой промежуточной частоты выше максимальной частоты принимаемого сигнала f_МАКС. Это дает возможность существенно упростить преселектор, поскольку все побочные продукты преобразования переходят в область частот, отстоящую достаточно далеко и выше f_МАКС . Фильтрация их упрощается и часто бывает достаточно простой одноконтурной входной перестраиваемой цепи, неперестраиваемых полосовых фильтров или даже неперестраиваемого фильтра нижних частот.

В приемниках с двойным преобразованием частоты необходимо учитывать наличие дополнительной зеркальной частоты, получающейся при втором преобразовании.

При распределении заданной избирательности между различ-ными блоками РПУ следует исходить из приведенных в задании требований к односигнальной избирательности по соседним, зеркальным каналам и каналу прямого прохождения.

В случае необходимости (например, при проектировании прием-ника с неперестраиваемым широкополосным преселектором) следует принять во внимание требования по многоканальной избирательности и блокированию (забитию) приемника, учитывающие нелинейные эффекты в усилительных приборах, варикапах, сердечниках из ферромагнитных материалов, диодах. Борьба с такого рода эффек-тами заключается в таких построениях схем, которые бы в макси-мальной степени позволили отказаться от элементов с нелинейными эффектами, в применении балансных, кольцевых схем в преселекторе и первом преобразователе частоты, выборе в качестве первых усили-тельных элементов биполярных транзисторов средней мощности, работающих в сильноточном режиме (при токах покоя порядка 30... 50 мА и более), или полевых транзисторов, введении местных отрицательных обратных связей в первые каскады, применении отдельной схемы АРУ в преселекторе и т.д.

В супергетеродинном приемнике избирательность по соседним каналам в основном реализуется в каналах усиления основной (последней) промежуточной частоты. Поэтому ширина полосы пропускания тракта усиления основной промежуточной частоты берется близкой к полосе всего радиотракта с небольшим запасом

,

причем коэффициент прямоугольности Кп должен удовлетворять условию заданного ослабления соседних каналов приема на уровне заданной избирательности [1,19,20].

Тогда ,

где Df_СК - разнос соседних каналов.

Избирательность по побочным каналам первого преобразования частоты обеспечивается (S_ДОП) преселектором, а избирательность по побочным каналам второго преобразования - фильтрами в цепях выделения первой промежуточной частоты. По заданному ослаблению побочных каналов и следует рассчитывать все избирательные системы.

Порядок распределения заданной избирательности и заданной ширины полосы пропускания между узлами приемника в зависи-мости от вида его структурной схемы подробно изложен в [19, с.18-19; 35-37]; [20, с.84-90].

Наличие перестраиваемого преселектора в диапазонном приемнике предпологает расчет числа поддиапазонов и их границ. При определении числа поддиапазонов следует вычислить коэффициент перекрытия всего диапазона

,

где f_МАКС и f_МИН – максимальная и минимальная частоты настройки приемника, указанные в задании.

В профессиональных приемных устройствах обычно применяют разбивку на поддиапазоны с постоянным частотным интервалом.

Коэффициент перекрытия поддиапазона К_ПД применяют для частот от 0,1 до 1,5 МГц примерно (2...3); для частот от 1,5 до 6 МГц - (1.5... 2.5); для частот от 6 до 30 МГц - (1.1...1.7); для частот от 30 до 300 МГц - (1.05...1.2). Если К_Д > Кпд, то определяется необходимое число поддиапазонов

.

Полученное число Nпд округляется до большего целого N’пд, которое и принимается за число поддиапазонов. При этом следует уточнить Кпд по формуле .

После выбора N’пд следует вычислить крайние частоты поддиапазонов, округляя их для упрощения схем цепей управления. Верх-юю частоту каждого i- го поддиапазона, являющуюся нижней для следующего (i+1)- го поддиапазона, находим из соотношения

.

Для обеспечения перекрытия поддиапазонов при наличии дестабилизирующих факторов границы поддиапазонов берутся с небольшим запасом (порядка 3...5%). Методика расчета при разбивке диапазона на поддиапазоны изложена в [19, с.32 – 35]; [20, с. 57 – 75].

Важной частью приемника являются резонансные системы. В зависимости от рабочей частоты они могут быть как с сосредоточенными, так и с распределенными параметрами. В РПУ километрового, гектаметрового, декаметрового и метрового диапазонов широко применяются контуры с сосредоточенными постоянными, состоящие из индуктивности L и емкости C. Настройка контуров с сосредоточенными параметрами может быть осуществлена емкостью или индуктивностью. По конструктивным соображениям чаще всего используется настройка емкостью.

Добротность контура, нагруженного с обеих сторон (эквивалентная добротность), может быть принята равной (30...60).

Приближенные значения индуктивностей L катушек контуров, которые можно реализовать на разных частотах, приведены ниже в табл. 7.1

Таблица 7.1

Типовые значения величин индуктивностей

контурных катушек РПУ

Диапазон частот, МГц	0,1-0,5	0,5-1,0	1-5	5-10	10-20	20-40	40-100
Lмин, мкГн	1000-400	400-250	250-20	20-10	10-5	5-0,8	0,8-0,05

Поскольку, как правило, настройка осуществляется одновре-менно в нескольких резонансных системах, используются блоки переменных конденсаторов, объединяющие несколько конденсаторов с изменяемой емкостью на одной оси. В современных профессиональных приемниках блоки переменных конденсаторов применяют не часто, так как, несмотря на простоту настройки, очень трудно обеспечить их совместную работу с цифровыми синтезаторами частоты, вырабатывающими гетеродинные напряжения. В этих случаях широко используются варикапы.

Для электрической перестройки контуров применяются, в основном, сплавные и эпитаксальные кремниевые варикапы, у которых зависимость емкости от управляющего напряжения Uр выража-ется соотношением

,

где С_Н - номинальная емкость, приведенная в справочнике и измеренная при номинальном управляющем напряжении U_Н ;

j_К - контактная разность потенциалов, равная для кремниевых варикапов (0,6...0,8)В.

Выбор управляющего напряжения, прикладываемого к варикапу, производится на интервале между максимально допустимым напряжением U_МАКС , указанным в паспорте варикапа, и минимальным напряжением U_МИН, составляющими для кремниевого варикапа (0,2...0,5)В.

Коэффициент перекрытия по емкости в рабочем интервале между U_МАКС и U_МИН находится по формуле

.

Добротность варикапа Q_В = 1/wC_Вr_В зависит от частоты и управ-ляющего напряжения (емкости). При постоянном управляющем нап-ряжении добротность варикапа обратно пропорциональна частоте. При одной и той же частоте добротность варикапа обратно пропорциональна .

Если известна добротность варикапа Q_В1 на частоте f₁ при управляющем напряжении U₁, то добротность варикапа Q_В2 на частоте f₂ при управляющем напряжении U₂ может быть определена с достаточной для практики точностью по формуле

.

Если добротность колебательного контура без варикапа с эквивалентным ему конденсатором, не вносящим потерь, равна Q_К, а добротность варикапа в данной рабочей точке равна Q_В , тогда результирующая добротность колебательного контура составит

,

где m - вес емкости варикапа C_В в полной емкости колебательного контура, например, если емкость колебательного контура состоит из параллельно соединенных емкости С₀ и емкости варикапа C_В, то

m = 1/(1+С₀ /С_К ).

Для того чтобы не происходило заметного ухудшения доброт-ности контура из-за потерь в варикапах, нужно стремиться к тому, чтобы выполнялось неравенство

Q_В >(2…3)mQ_К.

Выполнение неравенства обеспечивается выбором типа варикапа и пределов изменения управляющего напряжения. При известных приделах изменения управляющего напряжения достижение заданного коэффициента перекрытия по поддиапазону КПД может быть получено за счет включения параллельно контуру дополни-тельной емкости С₀, величина которой определяется по формуле

,

где С_{В_МАКС} - максимальная величина емкости варикапа. При отрицательном значении С₀ необходимо либо увеличить пределы изменения управляющего напряжения, либо выбрать другой тип варикапа, либо уменьшить коэффициент перекрытия поддиапазона за счет увеличения количества поддиапазонов.

Нелинейная зависимость емкости варикапа от приложенного напряжения, в том числе и от напряжения входного сигнала, может быть причиной нелинейных искажений. Эффективным средством борьбы с такого рода искажениями является применение варикапных матриц, в которых два одинаковых по параметрам варикапа включены навстречу друг другу (рис.7.1).

Рис. 7.1. Схема включения варикапной матрицы

Переменная емкость контура, создаваемая двумя встречновключенными варикапами, в два раза меньше емкости одного варикапа.

Методика расчета схем с электронной перестройкой частоты изложена в [20, с.152 –157].

Резонансные системы обычного LC – типа на частотах выше 200...250 МГц применять становится нецелесообразно, так как раз-меры катушек получаются малыми и физическое выполнение их затрудняется. Рост активных потерь, определяемых сопротивлением потерь, и снижение характеристического сопротивления приводит к падению резонансного сопротивления контура и увеличению его полосы пропускания.

В качестве резонансных систем, допускающих перестройку в широком диапазоне метровых и дециметровых волн примерно до 1500...1800 МГц, находят применение широкодиапазонные контуры переходного типа. На частотах более 200 МГц в настоящее время в качестве резонансных систем чаще всего используются полосковые и микрополосковые линии, реже коаксиальные или волноводные резонаторы.

Полосковые линии обладают значительными преимуществами по сравнению с коаксиальными и волноводными линиями передачи. Они имеют малые габариты, массу, невысокую стоимость, простую конструкцию, широкий диапазон частот, составляющий 100...30000 МГц. Добротности микрополосковых резонаторов обычно не превышают 150...200, поэтому при необходимости получения высокой избирательности в таких резонаторах применяют многозвенные фильтры.

Еще одной разновидностью резонансных систем, используемых в сантиметровом и миллиметровом диапазонах, являются миниатюрные резонансные устройства на ферромагнитных монокристаллических материалах и, прежде всего, на кристаллах железоиттриевого граната (ЖИГ - резонаторы). Эти резонаторы позволяют получать добротности от 1000 до 10000 и могут быть сделаны в интегральном исполнении.

Вопросы расчета указанных выше резонансных систем изложены в [8, с.225 – 265]; [19, с.122 – 153, 187 – 200].

Структурная схема радиоприемного устройства, принципы построения его первых каскадов в значительной степени определяются также заданной чувствительностью приемника. В диапазонах километровых, гекаметровых и декаметровых волн реальная чувствительность РПУ полностью определяется уровнем внешних помех и нет необходимости в расчетах коэффициента шума приемника. Начиная с метрового диапазона волн принято считать, что (на рабочих частотах более 30,0 МГц) реальная чувствительность радиоприемных устройств, в основном, определяется шумовой температурой приемника (его коэффициентом шума) [1,19,20].

В метровом диапазоне чувствительность РПУ обычно задается величиной ЭДС, индуцированной в антенне Е_А при требуемом отношении Uc/Uш на выходе приемника g_ВЫХ . Тогда допустимый коэффициент шума, обеспечивающий заданную чувствительность приемника, может быть найден по формуле

, (7.16)

где g_ВХ - минимально допустимое отношение эффективных напряжений сигнал/помеха на входе приемника;

Е_Н - напряженность поля внешних помех;

h_Д - действующая высота приемной антенны;

П_Ш - шумовая полоса линейного тракта приемника (можно положить, что П_Ш­ ≈ 1,1П);

R_A - сопротивление антенны;

к = 1,38·10 ^{- 23} Дж/град - постоянная Больцмана;

Т₀ = 293 К - "комнатная" температура.

В том случае, если известна температура антенны Т_А, то удобнее вычислить допустимую температуру РПУ - Т_ПД

. (7.17)

Коэффициент шума и шумовая температура связаны соотношением [1,3].

N = 1+Т_П /Т₀, Т_П = Т₀ (N -1). (7.18)

Величина g_ВХ определяется через g_ВЫХ. Формулы, определяющие зависимость g_ВХ = f(g_ВЫХ ) для различных видов модуляции, приведены, например, в [19, с.37 – 60], [20, с.106 – 108]. Так, для амплитудно - модулированного сигнала

, (7.18)

где к_П - коэффициент, равный 1.41 при гармонической модуляции и к_П ≈ 3 при приеме телеграфного сигнала;

м_А - глубина модуляции;

П_ВЫХ ≈ 1,1F_{M_МАКС} .

Для частотно - модулированного сигнала можно воспользоваться соотношением

,

здесь м_ЧМ - индекс частотной модуляции.

Напряженность поля внешних помех может быть задана в задании на курсовой проект или она имеется в литературе (см., например, [19, с.13]). В общем случае следует учесть различные типы помех - атмосферные, промышленные, от местной грозы и т.д.

.

На рис.7.1 приведены типовые зависимости напряженности поля помех. Следует учесть, что уровень внешних помех соответствует шумовой полосе, равной 1 кГц. Кривая 1 соответствует среднему уровню атмосферных помех днем, кривая 2 - ночью, кривая 3 - помехе от местной грозы (в пределах прямой видимости), кривая 4 - уровень промышленных помех в крупном аэропорту или населенном пункте, кривая 5 - уровень промышленных помех в сельской местности, линия 6 характеризует максимальный, а линия 7 – минимальный уровень космических шумов.

В том случае, если реальная чувствительность задана в виде напряженности поля сигнала Е_С в точке расположения приемной антенны, то для расчета допустимого коэффициента шума РПУ можно воспользоваться формулой

. (7.19­)

Для радиолокационных приемников реальная чувствительность обычно задается в виде номинальной мощности сигнала Р_А, отдаваемой антенной согласованному с ней приемнику. В этом случае

. (7.20)

Температура антенны задается в техническом задании или ориентировочно может быть определенна из графиков, имеющихся в литературе. На рис.7.3 показана типовая зависимость шумовой температуры антенны от рабочей частоты РЛС. График 1 соответствует максимальной, а график 2 - минимальной шумовой температуре приемной антенны.

Подробнее см., например, [1], [19].

Если чувствительность приемника Р_П задана в размерности дБ/Вт, то мощность сигнала в входе приемника Р_А, Вт определяется по формуле Р_А = 10 ^{Рп / 10}.

С учебными целями, в задании на курсовой проект могут быть заданы системные характеристики РЛС - вероятности ложной тревоги Р_ЛТ и правильного обнаружения Р_ПО. В этом случае следует определить коэффициент различимости q - отношение Рс/Рш на входе детектора, определяемое заданными вероятностями Р_ПО и Р_ЛТ.

Рис. 7.2. Типовые зависимости напряженности поля помех

Рис. 7.3. Типовая зависимость шумовой температуры приемника

антенны от частоты

Допустимый коэффициент шума приемника получают из уравнения максимальной дальности действия РЛС

, (7.21)

где Рu - мощность излучения РЛС в импульсе;

t_И - длительность импульса;

h_И - число импульсов, отраженных от цели;

G_A - коэффициент направленного действия (КНД) антенного устройства;

S_A - эффективная площадь раскрыва антенны РЛС;

h - КПД приемо-передающего тракта;

x_ПРМ - коэффициент потерь в приемном тракте, зависящий от неоптимальности обработки сигналов, памяти системы, числа накапливаемых импульсов;

a_КМ - коэффициент километрового затухания радиоволн в атмосфере, дБ/км;

G - эффективная площадь рассеивания цели.

Входящие в формулу (60) величины содержатся в тактико-технических требованиях к приемнику РЛС, а также могут быть вычис-лены на основе анализа этих требований. В частности, длительность импульса t_И находится через связь ее с потенциальной разрешающей способностью РЛС по дальности dD

t_И = 2dD/с,

где С - скорость распространения радиоволн.

Количество отраженных от цели импульсов

n = Т_ОБЛ /Т_И,

где Т_И - период повторения импульсов;

Т_ОБЛ - время облучения цели в секундах, определяемое выражением

,

где Т_ОБЗ - заданное время обзора в секундах;

q_A - ширина диаграммы направленности антенны в плоскости обзора;

q _ОБЗ - заданный сектор углового обзора;

n_Ц - число циклов обзора в минуту.

Ширина диаграммы направленности антенны (в градусах) в плоскости обзора зависит от величины раскрыва антенны d_A в горизонтальной плоскости [1]

q _A ≈ (60…70)l / d_A,

где l - длина волны.

Для однозначности измерения дальности до объектов период повторения импульсов должен удовлетворять следующему условию.

Т_И ≥ 2,5D_MAX /C.

Эффективная площадь раскрыва антенны связана с КНД антенны

,

КПД приемо-передающего тракта определяется потерями в высокочастотных цепях; обычно h = (0.7...0.9).

Коэффициент x_ПРМ ≥ 1 может быть представлен произведением

x_ПРМ = x ₁ ·x ₂ ,

где x ₁ характеризует потери на неоптимальную обработку одиночного импульса;

x ₂ учитывает потери на неоптимальную обработку при

накоплении импульсов пачки.

Чем ближе процесс обработки сигнала в приемном тракте к оптимальному, тем x_ПРМ ближе к единице. Если приемник построен так, что выделение одиночных импульсов осуществляется за счет согласования полосы приемника с полосой принимаемого сигнала, то x ₁ = 1.2. При этом Пс = 1,37/t_И. Если в качестве накопителя импульсов пачки используется интегрирующее свойство экрана элек-тронно-лучевой трубки индикатора, то .

Минимально допустимое значение коэффициента различимости может быть получено из кривых обнаружения. Обычно кривые обнаружения приводятся в справочниках для одиночного импульса. На рис.7.4 пунктирными линиями изображены кривые обнаружения для медленно флуктуирующих сигналов, сплошными линиями - для быстро флуктуирующих сигналов.

Рис. 7.4. Кривые обнаружения для флуктуирующих сигналов

Вероятность правильного обнаружения Р₀ по пачке из n_И импульсов дана в задании. Чтобы получить вероятность обнаружения каждого импульса Р₀ , нужно воспользоваться формулой

,

Вероятность ложной тревоги при приеме одиночного импульса из пачки Р_Л в случае, если обработка всей пачки дает вероятность ложной тревоги, Р_ЛТ может быть найдена из соотношения

Р_Л = Р_ЛТ / n_И.

По полученным значениям Р₀ и Р_Л из кривых обнаружения находят требуемый коэффициент различимости для приема флуктуирующих сигналов с заданным типом флуктуаций.

Пример: Пусть задано Р_ПО = 0,82; Р_ЛТ = 10^–5; n_И = 10, сигнал быстро флуктуирует. Находим: Р_Л = Р_ЛТ / n_И = 10^–5/10 =10^–6;

. Из графиков получаем . Коэффициент различимости q = а²_МИН / 2 = 6,5.

Для определения коэффициента километрового затухания ради-оволн в атмосфере в зависимости от длины волны, на которой работает РЛС, следует воспользоваться графиком, показанным на рис.7.5. График учитывает влияние различных метеоусловий на про-хождение радиоволн.

Рис. 7.5. Затухание радиоволн от условий происхождения

Сполошные кривые на рис.7.5 отображают поглощение в дожде:

1 - мелкий дождь с осадками 0.25 мм/ч;

2 - слабый дождь (1 мм/ч);

3 - средний дождь (4 мм/ч);

4 - сильный дождь (16 мм/ч);

5 - очень сильный дождь (100 мм/ч).

Пунктирные линии на рис.7.5 определяют поглощение в тумане и облаках:

6 - при плотности конденсированной воды 0.032 г/м³ и видимости около 600 м;

7 - при плотности конденсированной воды 0.32 г/м³ и видимости около 120 м;

8 - при плотности конденсированной воды 2.3 г/м³ и видимости около 30 м.

Расчитанный допустимый коэффициент шума должен быть обеспечен за счет рационального выбора структурной схемы приемника. В общем случае коэффициент шума любого приемника можно определить выражением

,

(7.22)

где N_ВЦ , N_УРЧ, N_ПЧ, N_УПЧ - коэффициенты шума входной цепи, усилителя радиочастоты, преобразователя частоты и усилителя промежуточной частоты соответственно;

К_{Р_ВЦ} , К_{Р_УРЧ} , К_{Р_УПЧ} - коэффициенты передачи по мощности соответствующих блоков;

К_РФ - коэффициент передачи по мощности (к.п.д.) антенно-фидерного тракта (К_РФ = h_Ф ), причем , здесь b_Ф - погонное затухание фидера в дБ/м, а l_Ф - длина фидерной линии.

Следует иметь в виду, что данное выражение получено при условии согласования всех каскадов друг с другом. Однако всегда имеются рассогласования на стыках каскадов, так что реальный коэффициент шума РПУ всегда будет больше.

Оценку коэффициентов шума блоков приемника можно найти в литературе [1,19,20] или взять из табл. 7.2.

Расчитанный по формуле (7.22) коэффициент шума РПУ должен быть меньше допустимого, только в этом случае будет обеспечена его заданная чувствительность.

Таблица 7.2

Оценочные значения коэффициентов шума блоков РПУ

Тип схемы	Nмин	Кр
Усилитель с общим эмитером (истоком) Усилитель с общей базой (затвором) Усилитель каскодный транзисторный Параметрический усилитель охлаждаемый (77 к) Параметрический усилитель неохлаждаемый Преобразователь частоты на транзисторе с общим эмитером (истоком) Преобразователь частоты на транзисторе с общей базой (затвором) Преобразователь частоты на полупроводниковом диоде	2 Nт мин 2 Nт мин 2 Nт мин 1,08…1,3 0,15…0,5 4 Nт мин 4 Nт мин tc/Крпч	0,15Y21/Y12 0,25 Y21/Y22 30…300 30…300 0,07 0,09 0,1…0,2

В таблице обозначены:

N_МИН - минимальный коэффициент шума цепи;

N_ТМИН - минимальный коэффициент шума транзистора;

tc - относительная шумовая температура смесителя;

Kр_ПЧ - коэффициент передачи преобразователя частоты по мощности.

Число каскадов в УРЧ и УПЧ зависит от усиления отдельных каскадов, числа резонансных систем, необходимых для получения требуемой избирательности, общего коэффициента усиления радио-приемника, при котором обеспечивается нормальная работа демодулятора. Поэтому важным этапом проектирования является выбор усилительных элементов, расчет их параметров на рабочих частотах и определение по ним усиления каскадов.

При расчете высокочастотных узлов РПУ наиболее широко

используется представление усилительного элемента в виде активного линейного четырехполюсника, причем рассматриваются обычно Y - параметры этого четырехполюсника.

Для основного способа включения транзистора с ОЭ (ОИ) y – параметры моделируются простыми электрическими цепями с частотно-зависимыми элементами. При этом

,

,

,

.

Для транзисторов указанные проводимости могут быть рассчитаны по формулам через их справочные данные или по графическим зависимостям [1,3,19,20]. Некоторые авторы приводят настолько громоздкие соотношения, что пользование ими вызывает значительные затруднения при проведении практических расчетов. Кроме того, чем сложнее соотношения для расчета y - параметров, тем больше необходимо знать исходных данных, которые в справочной литературе не приводятся. Учитывая так же большой технологический разброс параметров транзисторов от образца к образцу, практи-чески нет необходимости использовать громоздкие выражения, затруд-няющие инженерные расчеты.

Наиболее целесообразно при расчетах каскадов использовать экспериментальные данные y - параметров.

Основным методом расчета параметров активного прибора должно явиться нахождение его входной g_ВХ и выходной g_ВЫХ проводимостей, входной С_ВХ и выходной С_ВЫХ емкостей, модулей прово-димостей прямой |Y₂₁| и обратной |Y₁₂| передачи.

Для определения справочных данных обычно не хватает. Величины g₁₂ и в₁₂ могут быть оценены по формулам

g₁₂ ≈ (0,15…0,2) g₂₂ ,

в₁₂ ≈ (0,2…0,3) в₂₂.

Ниже приводятся формулы для расчета y - параметров транзисторов по их справочным данным:

1. , ,

, , .

2. , ,

.

3. , .

4. ,

, ,

.

Полезны также формулы, связывающие граничные частоты тран-зистора f_S, f_a и частоту генерации f_ГЕН :

, .

В инженерной практике находит применение и более экономная методика расчёта Y – параметров биполярных транзисторов. Она требует меньших справочных данных на транзистор. Расчёт формулы приводится в [6].

При расчете высокочастотных параметров биполярных транзисторов следует учитывать зависимость этих параметров не только от частоты, но и от тока коллектора. Формулы пересчета параметров для выбранного тока, протекающего через транзистор, имеются в [19, с.114]. Следует помнить, что ток коллектора в рабочей точке не рекомендуется выбирать менее (0.5...1) мА, так как в противном случае сильно сказывается зависимость параметров транзистора от температуры, затрудняется осуществление температурной стабилизации каскада и значительно снижается крутизна, что приводит к снижению коэффициента усиления.

При различных включениях усилительного элемента параметры четырехполюсника, замещающего этот элемент, могут быть пересчитаны через Y - параметры схемы с общим эмиттером (истоком) по формулам, указанным в табл. 7.3.

Таблица 7.3

Пересчёт параметров транзисторов для различных схем включения.

Y-параметры в схеме ОЭ, ОБ	Y-параметры в схемах включения
ОБ, ОЗ	каскодное ОЭ-ОБ, ОИ-ОЭ
Y11 Y12 Y21 Y22	Y11 + Y12 + Y21 + Y22 - (Y12 + Y22) - (Y21 + Y22) Y22	Y11 Y12·Y22 / Y21 Y21 - Y12

В прил. П2 приведены справочные данные на некоторые типы транзисторов, а также графики, иллюстрирующие их частотные свойства.

Для определения Y - параметров аналоговых интегральных микросхем кроме справочных материалов желательно иметь "Руководящий технический материал" (РТМ) на данную серию микросхем. Такой материал содержит кроме справочных данных рекомендации по использованию микросхем данной серии с примерами электри-ческих схем.

Обычно параметры аналоговых микросхем (175, 219, 224, 228, 235, 237, 435 и др. серий) дают на двух частотах, например, для 265 серии на частоте 5,0 МГц и частоте – 60,0 МГц, или приводят графические зависимости параметров от частоты, например, для 435 серии. В обеих случаях параметры микросхемы на рабочей частоте находят из графика. В первом случае, используя простейшую линейную аппроксимацию искомого параметра (рис.7.6).

Рис. 7.6. Определение параметров микросхемы на рабочей частоте

Примеры расчётов Y–параметров транзисторов и микросхем имеются в [6].

В приложении П3 даны справочные данные на некоторые типы микросхем.

Предварительный расчет схемы РПУ заканчивается определением требуемого усиления линейного тракта и распределением его по каскадам приемника.

Усиление каскада УРЧ не должно быть большим, так как при этом ухудшается многосигнальная избирательность, уменьшается динамический диапазон приемника. С другой стороны, усиление УРЧ не должно быть таким малым, при котором коэффициент шума приемника мог бы возрасти выше, чем на 10...20 %. Исходя из этих соображений, коэффициент усиления УРЧ, как правило, выбирают не более (3...5).

Из тех же соображений усиление в тракте первой промежуточной частоты (при двойном преобразовании) не рекомендуется брать больше (5...10). В любом случае, усиление на каскад не должно превышать величины устойчивого усиления K_У. Для транзистора, включенного по схеме с общим эммитером (истоком), коэффициент устойчивого усиления можно оценить по формуле [19, с. 223]:

.

Для каскодной схемы ОЭ - ОБ

.

В каскадах основной промежуточной частоты должно обеспечиваться усиление, достаточное для нормальной работы детектора.

Поскольку напряжение на входе диодного детектора U_{Д_ВХ} должно составлять от 0.5 до (1...2) В, то общее усиление радиоприемного тракта равно

.

При применении додетекторной обработки сигнала в данную формулу вместо U_{Д_ВХ} необходимо подставлять значение напряжения на выходе линейного тракта приемника, требуемое для нормальной работы устройства обработки сигналов.

С целью обеспечения запаса по усилению на разброс параметров, старение элементов и изменение внешних условий рассчитанное значение усиления увеличивают в (3...5) раз.

В ходе предварительного расчета системы АРУ производится выбор способа регулирования усиления каскадов и определяется количество регулируемых каскадов. С точки зрения уменьшения нелинейных искажений не рекомендуется в систему АРУ включать преобразователь частоты и последний каскад УПЧ.

В настоящее время широко распространены как режимные, так и нережимные АРУ. Нережимные АРУ – АРУ более высокого класса. В них используются либо управляемые аттенюаторы, либо мостовые схемы. Такие схемы позволяют получить регулировку усиления на каскад до 50 дБ.

Для определения числа регулируемых каскадов необходимо построить регулировочную характеристику одного каскада, выбрать на ней рабочий участок и определить степень изменения усиления одного каскада под действием АРУ. Частное от деления общего коэффициента регулирования (в дБ) на степень изменения усиления одного каскада (в дБ) при идентичных каскадах, округлённое до ближайшего большего целого числа, даст число регулируемых кас-кадов.

При применении микросхем пользуются их паспортными данными.

Подробное изложение порядка расчёта имеется в [9, с.394-419].

Электрический расчёт каскадов производится по методикам, изложенным в [1,3,6,8,19,20].

Пример расчёта радиосвязного приёмника имеется в [3]. Расчёт радионавигационных приёмников аналогичен расчёту радиосвязного приёмника.

Пример расчётов радиолокационных приёмников содержится в [1,19].

В приложениях П2…П4 приведены необходимые для электрического расчёта аналоговых узлов УПОС справочные данные.