Рабочий режим транзистора, включенного по схеме с общей базой

Рабочий режим биполярного

Транзистора

Красноярск 2003

Рабочий режим биполярного транзистора

При работе транзисторов (биполярных, полевых) и электронных ламп в реальных устройствах в цепи их электродов обычно включают не только источники постоянных напряжений, но и источники сигналов, подлежащих преобразованию, а также резисторы, обмотки трансформаторов, катушки индуктивности, колебательные контуры или другие элементы, называемые нагрузкой.

Сигналы, преобразуемые в радиотехнических схемах на транзисторах, могут иметь различную форму (гармонические, импульсные, сложным образом модулированные и др.), а также отличаться по частоте.

Одним из важнейших применений транзисторов является усиление малого переменного сигнала. Под термином «малый сигнал» понимают такое, например, синусоидальное напряжение u=u_m∙sin(ωt), амплитуда u_m которого достаточно мала, так что в пределах изменения напряжения малого сигнала статические характеристики прибора можно считать (без большой погрешности) линейными, а сам транзистор рассматривать как линейный четырёхполюсник.

При использовании транзистора для усиления он может быть включен любым из трех способов: с общей базой, с общим эмиттером, с общим коллектором.

Рабочий режим транзистора, включенного по схеме с общей базой

Рис 1. Упрощенная схема усилителя на транзисторе, включенном по схеме с общей базой

Во входную цепь включена батарея постоянного напряжения Е_Э, которая дает постоянный ток эмиттера I_Э(0), а также источник усиливаемого сигнала u_вх=u_э=u_эm∙sin(ωt). В цепи коллектора включен источник постоянного напряжения Е_к, питающий коллектор через резистор R_К, служащий нагрузкой в выходной цепи, на которой выделяется усиленное напряжение.

При отсутствии входного сигнала на прямосмещенном эмиттерном переходе действует постоянное напряжение Еэ, которое задает постоянный ток эмиттера I_Э(0) во входной цепи и постоянный ток коллектора I_К(0) в выходной цепи. Ток I_К(0), протекая через активную нагрузку (резистор R_к) сверху вниз, создает на ней постоянное падение напряжения U_R0= I_К(0)∙R_К указанной на рис. 1 полярности. Напряжение на коллекторном переходе U_К0 можно определить, записав для выходной цепи закон Кирхгофа:

E_K=I_K(0) ∙R_K+U_K0,

U_K0=E_K-I_K(0) ∙R_K

Если к входным зажимам схемы приложить переменное напряжение u_вх=u_э=u_эm∙sin(ωt), то мгновенное напряжение на эмиттерном переходе U_Э=E_Э± u_вх будет изменяться (высота потенциального барьера в переходе уменьшается, если положительная полуволна входного сигнала, или увеличивается, если отрицательная полуволна входного сигнала) и соответственно будут изменяться токи входной и выходной цепи. Протекая через резистор R_K, пульсирующий ток I_K создает на нем изменяющееся во времени напряжение U_R, значит, изменяется во времени U_K=E_K-I_K∙R_K (при положительном полупериоде напряжения u_вх напряжение на резисторе U_R возрастает, а напряжение между коллектором и базой U_K уменьшается; при уменьшении I_K напряжение U_K растет).

Если транзистор работает с нагрузкой в выходной цепи, изменение напряжения на входе вызывает изменение напряжения на выходе (в приведенном примере изменение U_Э на эмиттерном переходе вызывает изменение напряжения U_K на коллекторном переходе).

Такой режим работы транзистора при одновременно изменяющихся напряжениях на электродах называется рабочим (динамическим). В таком режиме все токи в транзисторе являются функциями одновременно изменяющихся напряжений между электродами.

В отличие от статического режима в этом режиме состояние системы (транзистора, лампы) зависит не только от напряжения, приложенного к ее электродам в данный момент времени, но и от частоты, амплитуды и формы этих напряжений.

Эта особенность объясняется тем, что за время пролета носителей заряда (инжектированных носителей от эмиттера к коллектору в транзисторе, электронов от катода к аноду в лампе) τ приложенные напряжения успевают измениться, поэтому объемная плотность заряда, конвекционный ток в каждом сечении системы определяются интегральным действием приложенных напряжений за время пролета, а не мгновенными напряжениями в данный момент времени.

Если время движения инжектированных из эмиттера в базу носителей заряда τ от эмиттера к коллектору сравнимо с периодом усиливаемого сигнала Т, то закон изменения концентрации инжектированных неосновных зарядов в базе не будет описываться кривой, монотонно убывающей от эмиттера к коллектору. Предположим, например, что в какой-то момент времени полярность переменного напряжения сигнала такова, что высота потенциального барьера эмиттер-база уменьшилась, т.е. поток носителей заряда, инжектированных из эмиттера в базу, увеличился. Если в течение половины периода инжектированные носители заряда успеют пройти только часть расстояния от эмиттера до коллектора, то кривая изменения концентрации инжектированных носителей в базе достигнет максимума где-то в середине базы, т.к. в этот момент барьер эмиттер-база увеличится и число инжектируемых носителей заряда значительно уменьшится (рис. 2б). Вследствие этого в базе наряду с диффузионным движением инжектированных носителей в прямом направлении возникнет диффузионное движение инжектированных носителей заряда в обратном направлении. Коллекторный ток уменьшится (не все носители заряда дошли до коллектора), следовательно, упадет и коэффициент передачи тока эмиттера α.

Рис.2. Распределение концентрации инжектированных дырок в базе по ее толщине:

а) при увеличении напряжения на эмиттерном переходе,

б) при уменьшении напряжения на эмиттерном переходе

Таким образом, при увеличении концентрации инжектированных носителей заряда в базе нужно время на накопление их (рис.2а), при уменьшении концентрации дырок на границе перехода надо время на рассасывание тех дырок, которые были инжектированы ранее при бόльших напряжениях (рис.2б).

Частотная зависимость свойств транзисторов обусловлена также влиянием емкостей переходов и распределенного сопротивления базы, но главным образом – влиянием времени пролета носителей от эмиттера к коллектору.

Инерционность процессов в базе приводит также к фазовому сдвигу между I_K и I_Э, следовательно, α и другие параметры транзистора становятся комплексными величинами, зависящими от частоты.

В транзисторах ухудшение усилительных свойств наступает на значительно более низких частотах, чем в электронных лампах. В электронных лампах только в ультракоротковолновом диапазоне волн следует принимать во внимание время пролета электронов (τ от 10^-8 до 10^-10 сек), а в транзисторах этот эффект может проявиться уже на частотах порядка десятков килогерц.

Если имеем дело с относительно медленными изменениями приложенных напряжений, когда за время пролета электронов через систему (транзистор, лампа) приложенные напряжения остаются практически постоянными (τ<<Т), то состояние системы однозначно определяется мгновенными значениями напряжений, приложенных к электродам, и не зависит от их частоты, формы и амплитуды, то есть в каждый данный момент времени состояние системы подчиняется законам, справедливым для статического режима.

Режим работы при медленных изменениях приложенных напряжений называется квазистатическим. Распределения избыточных концентраций в каждый момент времени в этом режиме зависят лишь от мгновенных значений приложенных напряжений, поэтому при расчете токов, протекающих во внешних цепях, используются статические характеристики.

Работа транзистора в схеме усилителя может быть проанализирована с помощью статических характеристик.

Рассмотрим метод графического расчета токов во внешних цепях транзистора, работающего в квазистатическом режиме, где параметры прибора еще не зависят от частоты, на примере схемы (рис.1). Порядок расчета может быть следующим. Разобьем его на несколько этапов.

I. Определение рабочей области поля выходных характеристик

Область дозволенных режимов работы выбирается из условий:

- не превышать предельно-допустимых параметров транзистора;

- не допускать больших нелинейных искажений сигнала.

Ограничительными линиями на поле выходных характеристик являются линии максимальной мощности P_Kmax, максимального коллекторного напряжения U_Kmax, максимального коллекторного тока I_Kmax.

Максимальная мощность P_Kmax, которую допустимо рассеивать в приборе, ограничивается допустимой температурой перехода t_Пmax и указывается в справочниках при температуре +20⁰С.

Строго говоря, мощность P_max представляет суммарную мощность, которую можно рассеивать в обоих переходах. В большинстве случаев мощность, рассеиваемая в коллекторном переходе P_K, значительно превосходит мощность, рассеиваемую в эмиттерном переходе, в этом случае P_max» P_Kmax.

Линия (1) описывается уравнением

I_K∙U_K= P_Kmax.

Задаваясь значениями U_K, можно для них определить максимально-допустимый ток, исходя из P_Kmax

,

то есть граница области допустимых значений тока коллектора представляет гиперболу (рис. 3).

Рис.3. P_Kmax на поле выходных характеристик транзистора

При увеличении температуры окружающей среды P_Кmax уменьшается (ухудшен отвод тепла).

Максимально-допустимое коллекторное напряжение U_Kmax (вертикальная прямая на рис.4) ограничивается опасностью пробоя коллекторного перехода и не должно превышать 0,5 - 0,9 от величины пробивного напряжения. В высокочастотных транзисторах, база которых имеет небольшую толщину W_Б, ограничивается U_Kmax возможностью "прокола" базы, то есть смыканием двух переходов, когда транзистор перестает усиливать.

Рис.4. Рабочая область транзистора на поле выходных характеристик

Максимально-допустимые токи коллектора I_Kmax или I_Эmax (горизонтальная линия на рис.4) ограничиваются рядом обстоятельств.

При увеличении плотности тока, идущего сквозь базу, возрастает рекомбинация носителей в базе, в результате чего падает коэффициент усиления по току, как следствие, уменьшается коэффициент усиления по мощности. При этом возрастают также искажения, что подтверждает рис.5. До точки 4 передаточная характеристика линейна, то есть одинаковым приращениям ∆I_Э соответствуют одинаковые же приращения ∆I_K , выше точки 4 из-за нелинейности передаточной характеристики (она уплощается) тем же приращениям ∆I_Э соответствуют уже разные (меньшие) приращения ∆I_K, что приводит к искажению формы выходного сигнала и уменьшению коэффициента усиления по току.

Рис.5. Характеристика прямой передачи транзистора, включенного по схеме с общей базой

Увеличение I_Kmax может быть обеспечено путем увеличения эмиттера и соответственно коллектора, а также увеличением проводимости эмиттера.

Допустимые значения токов I_Kmax и I_Эmax убывают при увеличении температуры.

Снизу рабочая область ограничена характеристикой неуправляемого коллекторного тока I_K0 (рис.4), в схеме с общим эмиттером - характеристикой сквозного коллекторного тока I_K0Э при I_Б=0.

Слева рабочая область ограничена областью круто восходящих участков выходных характеристик, соответствующих режиму насыщения (область 5 на рис.4). В схеме с общей базой ось ординат (I_K) отделяет режим насыщения (крутые участки характеристик) от активного режима (пологие участки); в схеме с общим эмиттером крутые участки, соответствующие режиму насыщения, находятся правее оси ординат (I_K).

II. Построение линий нагрузки (нагрузочных характеристик)

Характеристики транзистора при наличии нагрузки называются нагрузочными характеристиками. Они имеют иной вид, чем статические характеристики, т.к. в данном режиме напряжение на коллекторе не остается постоянным, а зависит от тока коллектора. Имея статические характеристики транзистора и зная сопротивление нагрузки, можно построить его нагрузочные характеристики. Рассмотрим этот вопрос применительно к схеме с общей базой.

Для коллекторной (выходной) цепи можно записать на основании закона Кирхгофа:

или

.

Это соотношение определяет связь между током и напряжением коллектора при наличии нагрузки и представляет собой выходную нагрузочную характеристику транзистора.

Это выражение в координатах выходных характеристик I_K=f(U_KБ) является уравнением прямой линии с отрицательным угловым коэффициентом. Ее легко построить, вычислив отрезки, отсекаемые этой прямой на осях координат: при I_K=0 U_KБ=E_K (точка ε) и при U_KБ=0, I_K=E_K/R_K (точка F на рис.6). Проведя через точки 0, E_K/R_K и E_K, 0 прямую, получим выходную нагрузочную характеристику.

Рис.6. Выходная нагрузочная характеристика транзистора

В практике часто бывают заданы рабочая точка (например, А на рис.7) и напряжение Е_K. Тогда линию нагрузки строят по этим двум точкам, а необходимое значение R_K вычисляют делением Е_K на ток, определяемый отрезком оси ординат, который отсекается линией нагрузки (отрезок 0 F на рис.7).

Рис.7. Семейство линий нагрузки при различных величинах нагрузки

Если заданы рабочая точка А (U_K0, I_K(0)) и сопротивление нагрузки R, то необходимое напряжение источника Е_к получится путем сложения U_K0 с произведением I_K(0)*R (точка ε на рис.7).

E/K

E//K

Семейство линий нагрузки при различных R в заданной точке А имеет вид пучка прямых, проходящих через эту точку (рис.7). Чем больше R, тем положе идет линия нагрузки. Предельными случаями являются прямая, параллельная оси ординат (при R =0), и прямая, параллельная оси абсцисс при разомкнутой выходной цепи (R= ∞).

Рис.8. Линии нагрузки при различных величинах Е_к и одном и том же сопротивлении нагрузки R

При R, близких к 0, или R → ∞ построить линии нагрузки по точкам пересечения с осями координат затруднительно, т.к. углы наклона этих линий нагрузки близки к 90 ⁰ и к 0, то есть линии нагрузки должны идти почти параллельно либо оси ординат, либо оси абсцисс. В этих случаях строят эти линии нагрузки путем параллельного переноса линий нагрузки, соответствующих меньшим Е_K. Пример такого построения показан на рис.8. Необходимо построить линию нагрузки 2 для Е_K^// и малом R, при которых линия нагрузки идет почти вертикально и на оси ординат невозможно отложить большой отрезок, соответствующий току Е_K^/// R. Возьмем Е_K^/ на порядок меньше Е_K", R остается неизменным. Для Е_K^/ и R строим (как обычно) новую линию нагрузки 1, отложив по оси абсцисс отрезок, равный Е_K^/, а по оси ординат отрезок, равный Е_K^//R. Затем осуществляем параллельный перенос, например, от точки F (или любой другой точки на линии нагрузки 1) отрезок, равный εε^/ = E^//_K - E^/_K по горизонтали. Через полученную таким образом точку (на рис.8 точка F) и точку, соответствующую U_K= E^//_K, I_K=0 проводим линию 2 - это и есть линия нагрузки для Е_K^// и R.

Входная нагрузочная характеристика транзистора связывает входное напряжение U_Э с входным током I_Э в рабочем режиме. Эту характеристику можно получить путем переноса на семейство входных статических характеристик точек (I_Э, U_К) с выходной нагрузочной характеристики.

Рис.9. Построение входной нагрузочной характеристики транзистора

Выходная нагрузочная характеристика - геометрическое место точек, определяющих I_K=f(U_K) в рабочем режиме при заданных элементах внешней цепи: E_K=const, R_K=const, то есть при заданных E_K и R_K рабочая точка должна находиться на линии нагрузки. Где конкретно? Это зависит от режима работы входной цепи, от I_Э. Точки пересечения линии нагрузки со статическими характеристиками I_K=f(U_K) / I_Э=const определяют коллекторный ток и коллекторное напряжение транзистора при заданных I_Э, E_K и R_K. Например, точке L на выходных характеристиках соответствует I_Э^/, I_K^/ (почти равный I_Э^/) и U_K^///= E_K- I_K^/*R_K. Если увеличим I_Э (I_Э^///>I_Э^//>I_Э^/), то рабочая точка по линии нагрузки пойдет вверх (в D или N), возрастет I_K (I_K^///>I_K^//>I_K^/), возрастет падение напряжения на нагрузке U_R=I_K*R_K, а напряжение между коллектором и базой U_K уменьшится (U_K^/<U_K^//<U_K^///). Это изменение U_K создает так называемую реакцию выходной цепи: с ростом U_Э, I_Э, I_K напряжение U_KБ падает, вследствие чего оно должно противодействовать увеличению выходного тока I_K. Но поскольку ток I_K в схеме с общей базой практически очень мало зависит от напряжения U_KБ (выходные характеристики идут почти параллельно оси абсцисс), эта реакция весьма незначительна. В схеме с общим эмиттером реакция выходной цепи заметнее, т.к. выходные характеристики I_K=f(U_КЭ)|_IБ=const имеют больший наклон к оси коллекторных напряжений U_KЭ (рис.10).

Рис.10. Линия нагрузки на выходных характеристиках транзистора по схеме с общим эмиттером

Таким образом, построив линию нагрузки и отметив точки пересечения ее со статическими характеристиками I_K=f(U_K)/ I_Э=const:

L(I_Э^/, U_K^///), D(I_Э^//, U_K^//), N(I_Э^///, U_K^/),

можем перенести эти точки на семейство входных статических характеристик I_Э=f(U_Э) - точки L^/, D^/, N^/. Соединяя эти точки плавной кривой, получим нагрузочную входную характеристику (рис.9). Однако у многих транзисторов входные статические характеристики в активном режиме идут узким веером (особенно в схеме с общим эмиттером), что свидетельствует о слабой обратной связи. Поэтому точное построение нагрузочной характеристики затруднительно и нецелесообразно, т.к. входная нагрузочная характеристика практически совпадает со статическими. Поэтому для транзисторов в справочниках и паспортах приводится обычно одна входная характеристика, соответствующая номинальному значению U_КБ, которую принимают в качестве входной нагрузочной характеристики.

III. Определение исходной рабочей точки и рабочего участка

По построенным нагрузочным характеристикам можно произвести расчет режима усиления: выбрать область неискаженного усиления, определить напряжение и ток смещения (E_Э, I_Э(0)), допустимую амплитуду сигнала (u_Эm), входную Р_вх и выходную Р_вых мощности, коэффициенты усиления по току, напряжению и мощности (K_i, K_u, K_p).

Для получения неискаженного усиления необходимо использовать линейные участки характеристик.

В транзисторах искажения возникают не только за счет нелинейности выходных характеристик (связь между током коллектора I_K и током эмиттера I_Э достаточно линейна), но в значительной мере за счет нелинейности входных характеристик.

Выбор области неискаженного усиления целесообразно начинать с входных характеристик, выделив на них участок, который с достаточной точностью можно считать линейным (рис.11). Исходную рабочую точку А^/ выберем посередине этого участка, для чего во входной цепи транзистора с помощью батареи смещения Е_Э (рис.1)должен быть создан ток смещения I_Э^//= I_Э(0). Перенесем эту точку не семейство выходных характеристик транзистора (рис.12) - точка А (точка пересечения линии нагрузки с той статистической характеристикой, которая соответствует входному току I_Э^//= I_Э(0)).

Рис.11. Входная характеристика транзистора в схеме с общей базой и эпюры эмиттерного напряжения U_Э и эмиттерного тока I_Э

В отсутствие сигнала (U_Э=0) напряжение на эмиттерном переходе U_ЭБ0=E_Э и ток эмиттера I_Э^//= I_Э(0), что на входной характеристике соответствует точке А^/ (рис.11).

Исходная рабочая точка А на выходных характеристиках (рис.12) определяет постоянные составляющие коллекторного тока I_K(0) и коллекторного напряжения U_K(0). Действительно, отрезок АК(рис.12) соответствует постоянной составляющей коллекторного тока I_K^//= I_K(0). Из треугольника АКε катет Kε = AK∙ ctgα = I_K(0) ∙ R_K = U_R0 – постоянная составляющая напряжения на нагрузке. Отрезок ОК= Оε - Кε = E_K- U_R0= U_K0 - постоянная составляющая коллекторного напряжения.

Пусть на входе действует переменное напряжение u_Э, изменяющееся по гармоническому закону с низкой частотой и амплитудой u_Эm, то есть u_Э= u_Эm ∙sin(ωt).

Рис.12. Выходные характеристики транзистора в схеме с общей базой и эпюры коллекторного тока I_K, напряжения на нагрузке U_R и коллекторного напряжения U_K

Мгновенное напряжение на эмиттерном переходе алгебраически суммируется с напряжением Еэ, и рабочая точка перемещается по входной характеристике между точками В^/ и С^/, соответствующими экстремальным значениям входного напряжения u_Э:

U_ЭБmax=E_Э + u_Эm (точка B^/),

U_ЭБmin=E_Э - u_Эm (точка C^/).

Отрезок между точками В^/ и С^/ на входной характеристике (рис.11) является рабочим участком, его без большой погрешности считаем отрезком прямой линии.

В соответствии с изменением мгновенного значения напряжения на эмиттерном переходе U_ЭБ в фазе с ним изменяется и ток эмиттера I_Э:

I_Э= I_Э(0)±J_Э,

то есть в пульсирующем токе I_Э кроме постоянной составляющей эмиттерного тока I_Э(0) появилась переменная составляющая J_Э частоты поданного на вход сигнала, амплитуду которой можно определить, отметив проекции точек В^/ и С^/ на ось ординат: J_Эm^/= I_Э^///- I_Э^// или J_Эm^//.= I_Э^//- I_Э^/. В нашем случае J_Эm^//=J_Эm^/.

J_Эm = (J_Эm^/+J_Эm^//)/2 - усредненное значение амплитуды переменной составляющей тока J_Э, если рабочий участок входной характеристики В^/ С^/ не является достаточно прямолинейным.

Мощность, затрачиваемая источником сигнала на входе, .

Определим рабочий участок на семействе выходных характеристик, для чего перенесем точки В^/ и С^/, соответствующие границам линейного участка, на выходные характеристики.

В точке В^/ I_Э= I_Э^/// - на выходных характеристиках ей соответствуют точка пересечения линии нагрузки со статической выходной характеристикой, снятой при I_Э^/// (точка В на рис.12); в точке С^/ I_Э= I_Э^/ - на выходных характеристиках ей соответствует точка пересечения линии нагрузки со статической выходной характеристикой, снятой при I_Э^/ (точка С на рис.12). Отрезок ВС является рабочим участком на семействе выходных характеристик. Он должен быть расположен в области активного режима транзистора, где изменения тока коллектора прямо пропорциональны изменению току эмиттера (∆I_K~∆I_Э), чтобы не было искажения формы выходного сигнала.

Так как ток коллектора I_K≈I_Э (α=0,98 и более), то изменения тока I_K в выходной цепи следуют за изменениями входного тока I_Э. Рабочая точка на выходных характеристиках при этом перемещается по нагрузочной линии между точками В и С. При положительном полупериоде напряжения u_Э возрастают токи I_Э и I_K, возрастает напряжение на нагрузке U_R, а коллекторное напряжение U_K уменьшается в соответствии с уравнением: E_K=I_K∙R_K+U_K. И наоборот, при отрицательном полупериоде u_Э уменьшаются токи I_K и I_Э, уменьшается напряжение на нагрузке U_R, а коллекторное напряжение U_K возрастает (см. временные диаграммы U_R=f(t) и U_K=f(t) на рис.12). Проекции точек В и С на ось ординат (I_K) определяют, в каких пределах изменяется ток коллектора при подаче сигнала (I_K^/// и I_K^/ - экстремальные значения I_K на рис.12), а проекции этих точек на ось абсцисс (U_K) –пределы изменения коллекторного напряжения U_K (U_K^/ и U_K^///) и напряжения на нагрузке (U_R^/// = I_K^/// ∙ R_K и U_R^/ = I_K^/ ∙ R_K), т.е. определяют амплитуды переменных составляющих J_Km, u_Rm (u_Km):

J_Km= I_K^///-I_K^// =I_K^//-I_K^/

(катеты ВL и АМ на рис.12, это и есть амплитуда переменной составляющей J_K);

u_Rm=U_Rmax-U_R0 =U_R0-U_Rmin.

Можно u_Rm определить из треугольника АМС. MC = AM∙ctgα = J_Km ∙ R_K = u_Rm.

Амплитуда выходного сигнала

u_Km=U_K^//-U_K^/=U_K^///-U_K^//.

Выходным сигналом является переменная составляющая коллекторного напряжения (именно она через разделительный конденсатор снимается с коллектора и подается на вход следующего каскада для дальнейшего усиления). При этом |u_Km| =| u_Rm| (на какую величину U_R возрастает, на ту же величину U_K уменьшается). Это видно на эпюрах рис.12.

Если нагрузку R убрать из коллекторной цепи, то при подаче входного сигнала u_Э все токи (I_Э и I_K) начнут изменяться во времени, а коллекторное напряжение U_K=Е_K изменяться не будет, значит, не будет и выходного сигнала.

Выходная мощность Рвых (мощность, отдаваемая в нагрузку переменной составляющей тока коллектора J_K):

.

Она пропорциональна площади треугольника АМС на рис.12 и мала по сравнению с потребляемой от источника питания в коллекторной цепи мощностью Ро = Ек ∙ I_K(0) = АК* *0ε, которая пропорциональна площади прямоугольника 0NDε (рис.12).

КПД коллекторной цепи . В режиме неискаженного усиления η<0,25 (обычно единицы процентов).

Бóльшая же часть мощности идет на разогрев резистора (протекает через него постоянная составляющая тока I_K(0), поэтому рассеивается на нем мощность P_R== I_K(0)* U_R0) и транзистора (Рк = Ро – Р_R).

Рабочие параметры транзистора (K_i, K_u, K_p) - величины, связывающие малые изменения токов и напряжений транзистора при наличии нагрузки в выходной цепи. K_i – коэффициент усиления по току, K_u - коэффициент усиления по напряжению, K_p - коэффициент усиления по мощности.

Для рассмотренного примера (схема с общей базой)

где R_Э - сопротивление прямосмещенного эмиттерного перехода. Для повышения K_u надо увеличивать R_K и Ек.

Схема с общей базой усиления по току не дает, т.к. J_K<J_Э, она дает большое усиление по напряжению (во сколько раз сопротивление R_K, стоящее в выходной цепи, обладающей большим сопротивлением R_вых, больше сопротивления входной цепи, обладающей малым сопротивлением R_вх, - вот почему дословный перевод "транзистор" обозначает "преобразователь сопротивлений") и такое же усиление по мощности (может достигать нескольких тысяч).

Входное сопротивление в схеме с общей базой

(сопротивление прямосмещенного эмиттерного перехода, единицы ¸ десятки Ом).

Выходное сопротивление в схеме с общей базой

(сопротивление обратносмещенного коллекторного перехода, десятки ¸ сотни кОм и более).

Решим вопрос с фазой выходного сигнала.

Рис.13. Упрощенная схема усилителя на транзисторе, включенном по схеме с общей базой

При отсутствии входного сигнала uвх=u_Э протекают постоянные токи I_Э(0) на входе и I_K(0) на выходе. Коллекторный ток I_K(0), протекая через резистор R_K, создает на нем падение напряжения U_R0 = I_K(0) ∙ R_K указанной на рис.13 полярности. Напряжение на коллекторном переходе U_K0 = E_K - U_R0 тоже постоянно.

При подаче входного сигнала u_Э (полярность u_Э на рис.13 соответствует положительной полуволне) I_Э и I_K возрастут, то есть к постоянным составляющим токов эмиттера I_Э(0) и коллектора I_K(0) добавляются переменные составляющие токов J_Э и J_K, которые имеют такие же направления, что и постоянные составляющие этих токов. Переменная составляющая тока коллектора J_K, протекая через нагрузку сверху вниз, создает на нагрузке (R_K) переменную составляющую напряжения u_R такой же полярности, что и постоянная составляющая U_R(0). Выходной сигнал снимается с коллектора через конденсатор большой емкости и поступает на вход следующего каскада (Rвх) для дальнейшего усиления, то есть на входе следующего каскада переменное u будет той же полярности, что и на входе нашего каскада.

Таким образом, схема с общей базой фазу не переворачивает.

Однако по переменной составляющей резистор Rвх оказывается включенным параллельно резистору нагрузки R_K, то есть сопротивление нагрузки по переменному току (обозначим его r) не равно сопротивлению нагрузки по постоянному току (обозначим его R). Для нашего случая R = R_K, а , то есть r<R.

В таких случаях строят две линии нагрузки. Сначала по постоянному току (), чтобы определить на ней исходную рабочую точку, затем через эту точку строят линию нагрузки по переменному току () и на ней определяют рабочий участок, по которому перемещается рабочая точка при подаче сигнала (рис.14).

Рис.14. Работа транзистора как усилителя (сопротивление нагрузки по переменному току r не равно сопротивлению нагрузки по постоянному току R)

Недостатком схемы с общей базой является низкое входное сопротивление, затрудняющее согласование ступеней усилителя.

Рабочий режим транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером

Упрощенный усилительный каскад на транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером, показан на рис.15.

Рис.15. Усилитель на транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером

Сопротивление нагрузки R_K здесь тоже включено в коллекторную цепь, напряжение смещения Е_Б и напряжение усиливаемого сигнала u_Б - в цепь базы. Входным током в этой схеме является ток базы, следовательно, входное сопротивление будет значительно выше (сотни Ом ¸ единицы кОм), чем в схеме с общей базой, т.к. переменное напряжение на входе в обоих случаях одно и то же, а ток базы существенно ниже тока эмиттера.

Рис. 16 Определение входного сопротивления транзистора: а) по схеме с общим эмиттером, б) по схеме с общей базой.

Эта схема дает не только усиление по напряжению (Ku = u_R/u_Б имеет примерно такую же величину, как и в схеме с общей базой), но и усиление по току, поскольку выходной ток J_K значительно больше входного тока J_Б:

(обычно десятки).

Эта схема дает самое большое (из трех схем включения) усиление по мощности, т.к. дает усиление и по напряжению, и по току (Kp= Ki ∙ Ku).

Выходное сопротивление транзистора по схеме с общим эмиттером меньше, чем в схеме с общей базой (обычно десятки кОм), т.к. выходные характеристики транзистора при I_Б=const имеют больший наклон к оси коллекторных напряжений, чем выходные характеристики при Iэ=const (рис.17).

Рис.17. Статические выходные характеристики транзистора:

а) по схеме с общим эмиттером, б) по схеме с общей базой

Схема с общим эмиттером переворачивает фазу (выходной сигнал находится в противофазе с входным) – это видно по рис.14 и по эпюрам входного и выходного напряжения рис.18,19 (сначала на входе действует положительная полуволна входного напряжения, затем - отрицательная).

Схема с общим эмиттером получила на практике самое широкое распространение благодаря своим качествам - более высокому входному сопротивлению и более высокому усилению.

Рис.18.Входная характеристика транзистора в схеме с общим эмиттером и эпюры напряжения и тока на входе

Рис.19. Выходные характеристики транзистора в схеме с общим эмиттером и эпюры напряжения на нагрузке U_R (наклонная штриховка), коллекторного напряжения U_K (горизонтальная штриховка) и коллекторного тока I_K (вертикальная штриховка)

Возможно использование транзистора также в схеме с общим коллектором (рис.20)

Рис.20. Усилитель на транзисторе, включенном по схеме с общим коллектором

В данном случае сопротивление нагрузки R включено в цепь эмиттера, поэтому выходное напряжение, снимаемое с нагрузки R, является частью входного напряжения u_ВХ (часть u_ВХ падает на эмиттерном переходе), то есть усиление по напряжению здесь отсутствует (K_u близок к единице).

.

Усиление же по току здесь несколько выше, чем в схеме с общим эмиттером (такого же порядка), т.к. выходным током здесь является ток эмиттера J_Э:

.

Усиление по мощности меньше, чем по другим схемам включения.

Выходной сигнал по схеме с общим коллектором находится в фазе с входным сигналом (см. полярности входного и выходного сигналов на рис.20).

Схема с общим коллектором (эмиттерный повторитель) находит применение для согласования, т.к. отличается высоким входным сопротивлением.

В заключение остановимся на роли температурной нестабильности рабочего режима транзистора. Приведенные в справочнике характеристики относятся к температуре +20^оС. При изменении температуры характеристики изменяют свой вид, все параметры транзистора являются температурно-зависимыми. Особенно большой температурный дрейф имеют выходные характеристики в схеме с общим эмиттером (рис.21).

Рис.21. Температурная нестабильность статических характеристик и рабочего режима транзистора в схеме с общим эмиттером

При использовании транзисторного усилителя в широком диапазоне температур необходимо помнить, что исходная рабочая точка может переместиться из точки А, например, в точку А^/, что может полностью изменить режим работы транзистора и по постоянному току и по переменному, это может привести к уменьшению выходной мощности и значительному увеличению нелинейных искажений. Поэтому необходимо применять температурную стабилизацию усиления.

Проведенное рассмотрение схем транзисторных усилителей и их работы носит упрощенный характер (важно было показать, как транзистор "дышит" в схемах).

Практические расчеты усилителей низкой частоты подчиняются ряду требований - определенный уровень нелинейных искажений, ограничение температурной нестабильности, допустимый разброс параметров транзисторов и т.д. Более подробно эти вопросы изучаются в курсе "Аналоговые устройства".