Ключевые преобразователи сигналов

Электронные ключи

Электронные ключи используются для коммутации электрических сигналов. В зависимости от характера коммутируемого сигнала ключи разделяют на цифровые и аналоговые.

Цифровые ключи обеспечивают получение на выходе при открытом или закрытом состоянии ключа двух уровней сигнала, соответствующих логическим значениям 0 или 1. Уровни являются фиксированными, и качество ключа оценивается способностью поддержать заданные уровни при изменении тока нагрузки, напряжения питания, температуры и т.д.

Аналоговые ключи коммутируют напряжение произвольного уровня. Основным показателем качества аналогового ключа является точность передачи аналогового сигнала с входа на выход.

Ключи характеризуются следующими важнейшими параметрами:

─ быстродействие, определяемое временем переключения;

─ пороговое напряжение, означающее уровень управляющего сигнала, при котором сопротивление ключа начинает резко меняться;

─ падение напряжение на открытом ключе;

─ ток утечки закрытого ключа;

─ сопротивление ключа в открытом и закрытом состояниях;

─ помехоустойчивость, т.е. чувствительность ключа к воздействию помех.

Одним из наиболее распространенных элементов импульсных и дискретных устройств является транзисторный ключ. На рис. 3.1, а приведена простейшая схема транзисторного ключа, лежащая в основе множества модификаций. Транзистор включен в усилительном каскаде по схеме с общим эмиттером, однако имеет совершенно другие режимы работы.

Транзисторный ключ имеет два основных состояния: разомкнутое (транзистор заперт) и замкнутое (транзистор в состоянии насыщения или близком к нему). В активном режиме транзистор работает только в течение короткого времени перехода из одного состояния в другое.

Статические свойства ключа удобно отображать с помощью передаточной характеристики (рис. 3.1, б).

В дискретных схемах обычно установлены пороговые уровни логического нуля U _L (low – низкий) и логической единицы U _H (high – высокий). В схеме ключа должны выполняться условия:

U _вых ≥ U _H при U _вх ≤ U _L;

(3.1)

U _вых ≤ U _L при U _вх ≥ U _H.

Статические состояния, при которых входное или выходное напряжения соответствуют условию U _L < U < U _H, считаются запрещенными. Требования (3.1) принято выполнять с запасом для обеспечения помехоустойчивости.

При открытом состоянии ключа транзистор должен быть в состоянии насыщения, при этом оба его перехода смещены в прямом направлении. Условие насыщения имеет вид:

h _21Э I _б > I _кн, (3.2)

где I _б – базовый ток транзистора;

I _кн – коллекторный ток в режиме насыщения.

Токи в выражении (3.2) определяются следующим образом:

(3.3)

где U _кэн – напряжение коллектор-эмиттер насыщенного транзистора.

Обычно величина U _кэн не превышает десятков – сотен мВ, поэтому в (3.3) ею можно пренебречь.

Степень выполнения неравенства (3.2) учитывается коэффициентом насыщения k _н = h _21Э I _б/ I _кн. Обычно k _н устанавливается равным 2 – 3 для надежного открывания ключа и обеспечения помехоустойчивости открытого состояния.

Величина R _к выбирается достаточно малой, чтобы обеспечить быстрый перезаряд барьерной и паразитных емкостей при переключении, однако так, чтобы величина коллекторного тока была не слишком велика. Кроме того, необходимо учитывать величину сопротивления нагрузки R _н. Соотношение между R _к и R _н определяет уровень выходного напряжения в закрытом состоянии:

Запас помехоустойчивости закрытого ключа определяется входной характеристикой транзистора. При комнатной температуре наибольшее входное напряжение кремниевого транзистора, при котором он еще остается надежно закрытым, составляет примерно 0,4 В. При необходимости повышения запаса помехоустойчивости можно выполнить базовую цепь в виде делителя напряжения (рис. 3.2, а). Более эффективным является включение последовательно с базой одного или нескольких диодов (рис. 3.2, б), при этом следует ввести дополнительный базовый резистор R _бэ >> R _б для обеспечения цепи протекания обратного тока коллектора. Применяется также подача запирающего напряжения смещения U _см (рис. 3.2, в).

Динамические свойства ключей являются существенными при высокой частоте переключения. Различают несколько временных интервалов, характеризующих работу ключа в импульсном режиме (рис. 3.3). Длительности среза t _c и фронта t _ф выходного сигнала обычно фиксируются на уровне 10 и 90 % от максимального выходного напряжения U _m. Их значения определяются в основном процессами перезаряда паразитных емкостей, складывающихся из емкостей переходов и монтажа, причем длительность фронта существенно больше, поскольку ток перезаряда при запирании транзистора ограничен величиной R _к. Время рассасывания неосновных носителей в базе t _р зависит от тока базы и степени насыщения транзистора. Величина t _р играет основную роль в задержке фронта.

Обычно быстродействие цифровых ключей характеризуют усредненным параметром: так называемой задержкой распространения сигнала:

где t _зс и t _зф – интервалы времени между скачком входного напряжения и моментом пересечения выходным напряжением уровня 0,5 U _m соответственно на спаде и на фронте импульса.

Основные методы повышения быстродействия ключей:

1. Уменьшение размеров транзисторов, что приводит к уменьшению барьерных емкостей.

2. Увеличение токов для быстрого перезаряда емкостей.

3. Использование форсирующего конденсатора в цепи базы (рис. 3.4, а). В момент отпирания транзистора в базу на короткое время подается увеличенный ток, в то же время стационарный ток базы остается неизменным. Это позволяет ускорить процесс заряда барьерных емкостей, не увеличивая степень насыщения транзистора. При спаде входного напряжения до нуля на базе формируется отрицательный выброс, что ускоряет рассасывание носителей в базе.

4. Предотвращение глубокого насыщения транзистора при помощи диода Шоттки (рис. 3.4, б). У диодов Шоттки переход выполнен на основе контакта металл – полупроводник. Они характеризуются весьма малым накоплением заряда и низким по сравнению с обычными кремниевыми диодами прямым падением напряжения (около 0,3 В). При открывании транзистора и входе его в режим насыщения выполняется условие U _кэн < U _бэ, вследствие чего диод Шоттки открывается, и часть входного тока ответвляется в цепь коллектора, за счет чего транзистор удерживается на границе активного режима. Недостатком этого метода является увеличенное напряжение ключа в открытом состоянии (порядка 0,4 – 0,5 В).

Ключи на полевых транзисторах используются для коммутации аналоговых и цифровых сигналов, причем коммутаторы аналоговых сигналов обычно выполняют на полевых транзисторах с управляющим p - n -переходом или МОП-транзисторах, которые могут быть двух типов: обогащенного типа (при напряжении затвор-исток U _ЗИ = 0 транзистор заперт) и обедненного типа (при U _ЗИ = 0 транзистор отперт). В цифровых схемах применяются только МОП-транзисторы обогащенного типа. Простейшие схемы цифровых ключей на полевых транзисторах приведены на рис. 3.5.

Для ключей на полевых транзисторах характерны следующие свойства:

─ малое остаточное напряжение на открытом ключе;

─ высокое сопротивление закрытого ключа;

─ малая мощность в цепи управляющего напряжения;

─ хорошая электрическая развязка между цепью управления и цепью коммутируемого сигнала, что позволяет обойтись без трансформатора в цепи управления;

─ возможность коммутации электрических сигналов очень малого уровня (порядка микровольт).

По быстродействию ключи на полевых транзисторах почти не уступают ключам на биполярных транзисторах.

Для запирания ключей, выполненных на полевых транзисторах с управляющим p-n -переходом и на МОП-транзисторах обедненного типа, между затвором и истоком должно быть приложено запирающее напряжение U _зап, большее напряжения отсечки U _ЗИотс на 1 – 3 В. При большом значении запирающего напряжения в цепи управляющего p-n -перехода может возникнуть лавинныйпробой. Поэтому величина U _зап не должна превышать максимально допустимые напряжения затвор-сток и затвор-исток. Для МОП-транзисторов запирающие напряжения ограничены электрической прочностью диэлектрика под затвором.

Ток в цепи затвора полевого транзистора с управляющим р-п- переходом равен обратному току p-n -перехода и изменяется в зависимости от температуры транзистора. Он нормируется в виде полного тока затвора I ₃. Часть этого тока протекает через электрод стока, а часть — через электрод истока. В цепях затворов МОП-транзисторов протекают только токи утечек, имеющие малое значение.

Входное сопротивление(по цепи затвора) ключей на полевых транзисторах с управляющим р-п- переходом при малой частоте коммутации составляет около
10⁸ – 10⁹ Ом, у МОП-транзисторов – около 10¹² – 10¹⁴ Ом. С повышением частоты входное сопротивлениеуменьшается вследствие влияния емкостей С_зс, С_зи.

Сопротивление закрытого ключа на полевом транзисторе в области низких частот достаточно велико. Ориентировочно можно принятьсопротивление закрытого ключа на транзисторе с управляющим р-п- переходом не менее 10⁸ Ом, на МОП-транзисторе – порядка 10¹⁰ – 10¹² Ом.

При переменном входном напряжении потенциал подложки МОП-транзистора необходимо выбирать таким, чтобы при любом значении переменного напряжения
р-п- переход между подложкой и стоком был смешен в обратном направлении. На практике подложку обычно подключают к источнику питания требуемой полярности: подложку п – к источнику +U _П , подложку p – к источнику –U _П.

Для полного отпирания полевого транзистора с управляющим р-п- переходом напряжение U _ЗИ необходимо уменьшить до нуля. Для транзисторов с изолированным затвором отпирающее напряжение U _ЗИследует брать максимально большим, чтобы получить минимальное сопротивление канала. Типичное сопротивление канала открытого ключа на полевом транзисторе составляет от 20 до 200 Ом.

Коммутаторы сигналов

Ключи, изображенные на рис. 3.1 и 3.5, относятся к цифровым. Аналоговые ключи, называемые иначе коммутаторами сигналов, могут выполняться на диодах, биполярных или полевых транзисторах.

Диодные коммутаторы (рис. 3.6) используют высокое сопротивление диода в запертом состоянии и низкое – в открытом. Если на управляющий вход схемы, изображенной на рис. 3.6, а, подать управляющее напряжение высокого уровня, близкое к + U _п, то на выходе инвертора А1 будет отрицательное напряжение, близкое к – U _п. Диоды VD1 и VD2 при этом заперты, и через оба плеча диодного моста VD3…VD6 протекают постоянные токи от источника I. Так как падения напряжения на диодах практически одинаковы (для повышения точности желательно, чтобы диоды моста были выполнены на одном кристалле), то выходное напряжение незначительно отличается от входного. Если же управляющее напряжение отрицательно и близко к – U _п, то диоды VD1 и VD2 открыты, а диоды моста заперты, и связь выхода с входом разорвана.

Входные сигналы могут быть переменной полярности, их диапазон ограничен напряжениями питания за вычетом запаса, необходимого для нормальной работы источников тока (обычно 2–3 В).

При не слишком высоких требованиях к точности может применяться упрощенная схема диодного коммутатора (рис. 3.6, б). Одна из диагоналей моста является цепью передачи сигнала, в другую - включен транзисторный ключ. Если транзистор закрыт, токовая связь между входом и выходом разорвана, так как протеканию тока любого направления в цепи передачи сигнала препятствует один из диодов моста. Особенностью схемы является необходимость подачи управляющего сигнала от гальванически развязанного источника. Остаточное напряжение на открытом ключе равно сумме падений напряжения на двух диодах и насыщенном транзисторе, т.е. составляет около 2 В. Поэтому такой коммутатор обычно применяется для коммутации напряжений уровня десятков В и выше. В частности, его можно использовать для включения маломощных электродвигателей постоянного и переменного тока.

Оба коммутатора, изображенные на рис. 3.6, являются двунаправленными, т.е. точки присоединения источника входного сигнала и нагрузки можно менять местами.

Коммутаторы на биполярных транзисторах. Простейший транзисторный аналоговый коммутатор представлен на рис. 3.7, а. Ему присущ ряд недостатков:

­ значительное остаточное падение напряжения U _кэн на открытом ключе (десятки – сотни мВ);

­ невозможность коммутации сигналов произвольной полярности;

­

управляющий сигнал необходимо подавать от гальванически развязанного источника (чаще всего трансформатора), в противном случае ток управления протекает по цепи передачи сигнала, вызывая искажения.

Для улучшения характеристик коммутатора применяется инверсное включение транзистора, при котором управляющий сигнал прикладывается к переходу база-коллектор, а эмиттерный переход смещен в обратном направлении и выполняет роль коллекторного (рис. 3.7, б). В инверсном включении коэффициент усиления транзистора по току уменьшается на порядок, что в ключевых схемах не имеет принципиального значения, однако напряжение насыщения снижается до единиц мВ.

Дальнейшее уменьшение погрешности достигается построением ключа на двух транзисторах в инверсном включении (рис. 3.7, в). Такой ключ называют также компенсированным или балансным. Здесь транзисторы включены встречно, и поэтому их остаточные параметры компенсируют друг друга. Наибольшую точность компенсации можно получить при изготовлении транзисторов на одной подложке в едином технологическом цикле. Промышленность выпускает компенсированные ключи в виде микросхем, например, 101КТ1, 124КТ1, 162КТ1, 1134КТ1. Остаточное напряжение таких ключей обычно не превышает 100 мкВ.

При не слишком высоких требованиях к качеству ключа может быть использован коммутатор на базе насыщенного эмиттерного повторителя, не требующий управления от гальванически развязанного источника (рис. 3.8, а). Внешне схема напоминает обычный эмиттерный повторитель, однако если транзистор насыщен, то его выходное напряжение равно входному за вычетом остаточного напряжения на транзисторе. Для насыщения необходимо иметь U _упр > U _вх + U _бэ + R _б I _к/ h _21э. Недостатком схемы является протекание базового тока по цепи передачи сигнала, что не является существенным при достаточно малом внутреннем сопротивлении источника входного напряжения.

Все так называемые последовательные коммутаторы (в которых ключ включен последовательно с источником сигнала) обладают двумя недостатками:

─ при большом сопротивлении нагрузки сказывается ток утечки закрытого ключа, вызывающий паразитное падение напряжения на нагрузке;

─ при наличии емкостной нагрузки выходное напряжение при закрывании ключа падает до нуля не мгновенно.

Оба указанных недостатка устранены в последовательно-параллельном коммутаторе (рис. 3.8, б). При открытом ключе транзистор VT2 заперт и не оказывает влияния на передачу сигнала. При закрывании ключа, если обеспечить условие U _упр < 0, открывается транзистор VT2, обеспечивая путь стекания тока утечки и разряжая емкость нагрузки.

Коммутаторы на полевых транзисторах отличаются тем, что у них отсутствует остаточное напряжение при токе, равном нулю. Последовательный коммутатор на полевом транзисторе с управляющим p-n -переходом (рис. 3.9, а) выключен, если управляющее напряжение U _упр меньше, чем минимально возможное входное напряжение, по крайней мере, на величину напряжения отсечки. Для того чтобы транзистор был открыт, напряжение затвор-исток U _зи следует поддерживать равным нулю, обеспечивая тем самым минимальное сопротивление канала. Если же это напряжение станет больше нуля, управляющий p-n -переход откроется, и выход коммутатора окажется соединенным с цепью управления. Равенство U _зи = 0 непросто реализовать, так как потенциал истока изменяется в соответствии с изменением входного потенциала. Наиболее простой путь преодоления этой трудности показан на рис. рис. 3.9, б. Если напряжение U _упр установить бóльшим, чем максимально возможное входное напряжение коммутатора, диод закроется, и напряжение U _зи будет, как это и требуется, равно нулю. При достаточно большом отрицательном управляющем напряжении диод открыт, а полевой транзистор закрыт. В этом состоянии существует путь тока между источниками входного и управляющего сигналов, что не мешает нормальной работе схемы, так как выходное напряжение коммутатора при этом равно нулю.

Проблемы подобного рода не возникают, если в качестве ключа использовать полевой транзистор с изолированным затвором. У него ток затвора равен нулю как в закрытом, так и в открытом состоянии. При этом отпадает необходимость в диоде и резисторе. На рис. 3.9, в приведен пример ключа на n -канальном МОП-транзисторе обогащенного типа, находящемся в запертом состоянии при U _зи ≤ 0.

Приведенная на рис. 3.9, в схема будет работать при положительных входных сигналах, которые, по крайней мере, на 5 В меньше, чем U _упр. При более высоком уровне сигнала напряжение U _зи будет недостаточно, чтобы удержать транзистор в открытом состоянии (величина R ₀ начнет расти); отрицательные входные сигналы вызовут включение транзистора при заземленном затворе.

Поэтому, если надо коммутировать сигналы обеих полярностей (например, в диапазоне от –10 до +10 В), то можно использовать такую же схему, соединив подложку с источником –15 В и подавая на затвор напряжение +15 В (включено) или –15 В (выключено). Однако и в этом случае сопротивление открытого канала будет меняться при изменении входного напряжения.

Лучшими характеристиками обладает ключ на комплементарных МОП транзисторах (рис. 3.10, а). Здесь на подложку p -канального транзистора VT1 подается положительное питающее напряжение + U _п, а на подложку n -канального транзистора VT2 – отрицательное питающее напряжение – U _п. При высоком уровне управляющего сигнала напряжение на затворе транзистора VT2 практически равно + U _п. В таком случае транзистор VT2 проводит сигналы с уровнями от – U _п до + U _п без нескольких вольт (при более высоких уровнях сигнала сопротивление R ₀ начинает резко расти). В это время напряжение на затворе VT1 практически равно – U _п. Транзистор VT1 пропускает сигналы с уровнями от + U _п до значения, на несколько вольт выше – U _п. Таким образом, для сигнала любой полярности сопротивление ключа мало (рис. 3.10, б). При переключении управляющего сигнала на низкий уровень напряжение на затворе транзистора VТ2 устанавливается близким к – U _п, а напряжение на затворе транзистора VТ1 – близким к + U _п. Тогда при – U _п < U _вх < + U _п оба транзистора заперты, и цепь коммутатора разомкнута. В результате получается аналоговый переключатель для разнополярных сигналов. Эта схема работает в двух направлениях: вход и выход можно менять местами. Она является основой многих современных аналоговых коммутаторов в интегральном исполнении (например, К561КТ3).

Существенным недостатком полупроводниковых коммутаторов является относительно большая величина сопротивления ключа в открытом состоянии. Эта величина может быть уменьшена путем последующего включения операционного усилителя (рис. 3.11). Потенциал истока полевого транзистора в соответствии с принципом мнимой земли равен нулю независимо от состояния ключа. Это упрощает подачу управляющего напряжения. Если полевой транзистор заперт, выходное напряжение равно нулю. При U _упр = 0 полевой транзистор отперт и U _вых = – U _вх R ₂ / (R ₁ + R _си). Диоды предохраняют транзистор от пробоя в закрытом состоянии при большом входном напряжении. Кроме того, благодаря диодам напряжение на закрытом транзисторе не превышает падения напряжения на открытом диоде при любом входном сигнале, что уменьшает ток утечки.

К инвертирующему входу ОУ можно подключить еще несколько аналогичных ключей на полевых транзисторах; при этом решается распространенная задача коммутации нескольких аналоговых сигналов на один выход. Такие устройства называются аналоговыми мультиплексорами.

Компараторы

Компаратор в общем случае – это сравнивающее устройство. Аналоговые компараторы, рассматриваемые в настоящем разделе, предназначены для сравнения двух непрерывных сигналов. Выходной сигнал компаратора имеет дискретный характер: он принимает одно из двух возможных значений (высокий или низкий уровень) в зависимости от того, какой из входных сигналов больше. Таким образом, компаратор является элементом перехода от аналоговой к цифровой части устройства, а его выходной сигнал содержит 1 бит информации. Поэтому компаратор иногда называют однобитным аналого-цифровым преобразователем.

Чаще всего один из входных сигналов компаратора – это анализируемый сигнал, а второй является опорным (пороговым).

Простейший компаратор (рис. 3.12, а) состоит из ОУ без обратной связи. В данном примере входное напряжение U _вх подается на инвертирующий вход ОУ, а опорное напряжение U ₀ – на неинвертирующий вход. При U _вх < U ₀ на выходе компаратора устанавливается напряжение U _вых = + U _н (положительное напряжение насыщения). В противоположном случае (U _вх > U ₀) получаем U _вых = – U _н. Входы можно поменять местами, это приведет к инверсии выходного сигнала.

Временные диаграммы работы компаратора по схеме рис. 3.12, а при синусоидальном сигнале показаны на рис. 3.13, а, его передаточная характеристика – на рис. 3.13, г.

На рис. 3.12, б показан второй способ сравнения двух напряжений, также имеющий широкое распространение. Здесь два сигнала, имеющие разную полярность, сравниваются по абсолютной величине. Напряжение U _и на инвертирующем входе ОУ

Обычно выбирают R ₁ = R ₂, при этом U _и = (U _вх + U ₀)/2. Так как напряжение U _и сравнивается с нулевым потенциалом неинвертирующего входа, то переключение компаратора происходит при U _вх = – U ₀. Если же установить R ₁ ≠ R ₂, то появляется возможность придать входному и опорному сигналам весовые коэффициенты.

Если напряжение U _вх, поступающее на вход компаратора, содержит помеху, то, как видно из временных диаграмм на рис. 3.13, б, это приводит к ложным переключениям (так называемый "дребезг"). Кроме того, при медленном изменении U _вх вблизи уровня U ₀ выходной сигнал также будет изменяться замедленно, что плохо отразится на работе последующих логических схем. В процессе переключения ОУ оказывается в активном режиме, при этом за счет очень большого коэффициента усиления и наличия паразитных обратных связей происходит его самовозбуждение на высокой частоте (типичная частота автоколебаний для ОУ общего применения составляет 0,5 – 2 МГц). Ложные переключения в выходном сигнале компаратора нарушают работу последующих цифровых устройств, являются источником помех и вызывают резкое увеличение динамических потерь в ОУ и ключевых устройствах. Для их предотвращения в компараторе на рис. 3.12, в введена цепь положительной обратной связи (ПОС) на резисторах R1 и R2, за счет которой часть выходного напряжения подается на неинвертирующий вход. Коэффициент передачи цепи ПОС должен быть очень небольшим, для этого выбирают R ₁ << R ₂ .

Временные диаграммы компаратора с ПОС показаны на рис. 3.13, в. При введении в схему элементов R1 и R2 изменяется опорное напряжение. При высоком уровне выходного напряжения, равном напряжению насыщения + U _нас , на неинвертирующий вход ОУ подается напряжение

Учитывая, что R ₁ << R ₂, можно принять

Как только входное напряжение превысит значение U ₀⁺, выходное напряжение компаратора начнет уменьшаться. Это уменьшение через резистор R2 передается на неинвертирующий вход, стимулируя дальнейшее падение выходного напряжения. За счет ПОС этот процесс происходит лавинообразно, и компаратор максимально быстро переключается в противоположное состояние. Поскольку на выходе компаратора действует теперь отрицательное напряжение насыщения – U _нас, на неинвертирующий вход ОУ поступает напряжение

Обратное переключение происходит при уменьшении U _вх до уровня U ₀^–. Таким образом, передаточная характеристика компаратора приобретает свойство гистерезиса (рис. 3.13, д). Ширина петли гистерезиса, равная 2 U _н R ₁/ R ₂, должна устанавливаться не менее двойной амплитуды помехи. Увеличение ширины петли гистерезиса повышает помехоустойчивость сравнения, но ухудшает его точность.

Массовое применение компараторов в устройствах обработки аналоговой информации привело к выпуску компараторов в интегральном исполнении. Входной каскад интегрального компаратора – это быстродействующий дифференциальный усилитель постоянного тока с большим усилением, малым дрейфом и малым смещением нуля. Он должен обладать большим коэффициентом ослабления синфазной составляющей и способностью выдерживать большие синфазные и дифференциальные сигналы на входах, не насыщаясь, т.е. не попадая в режимы, из которых компаратор будет выходить с запаздыванием. Выходной сигнал компаратора почти всегда действует на входы логических цепей и потому должен быть согласован с ними по уровню и мощности.

Схема первого промышленного интегрального компаратора μА710 (отечественные аналоги – К521СА2 и К554 СА2), приведена на рис. 3.14, а. Компаратор содержит дифференциальный усилитель на транзисторах VT1 и VT4, нагруженный на второй дифференциальный каскад (VT5, VT8). Для увеличения нагрузочной способности выхода по току напряжение с коллектора VT8 подается на эмиттерный повторитель VТ9.

Условное графическое изображение интегральных компараторов в электрических схемах показано на рис. 3.14, б.

Эмиттерные выводы транзисторов VT5 и VT8 присоединены к стабилитрону VD1 с напряжением стабилизации 6,2 В, поэтому потенциалы баз указанных транзисторов соответствуют приблизительно 6,9 В. Следовательно, допустимое напряжение на входах компаратора относительно общей точки может достигать 7 В. Стабилитрон VD2 сдвигает уровень выходного сигнала на 6,2 В, чтобы сделать его совместимым с входными сигналами для цифровых микросхем ТТЛ-типа. Транзистор VT7 (в диодном включении) ограничивает диапазон выходного сигнала в положительной области: при уровне выходного сигнала, большем + 4 В, транзистор VT7 открывается и шунтирует дифференциальный вход второго каскада. Благодаря ограничению амплитуды значительно увеличивается быстродействие компаратора.

В последующие модели интегральных компараторов внесено множество усовершенствований. Выпускаются сдвоенные (КМ597СА3) и счетверенные (К1401СА1) компараторы. Ряд моделей имеют стробирующий вход для синхронизации, а некоторые снабжены на выходе триггерами-защелками, т. е. схемами, фиксирующими состояние выхода компаратора по приходу синхроимпульса. Кроме того, для повышения функциональной гибкости часть интегральных компараторов (например, МАХ917-920) содержит источник опорного напряжения, а у некоторых (например, МАХ910) порог срабатывания устанавливается цифровым кодом от 0 до 2,56 В с дискретностью 10 мВ, для чего на кристалле микросхемы имеются источник опорного напряжения и 8-разрядный цифро-аналоговый преобразователь.

Некоторые модели интегральных компараторов (например, AD790, МАХ907) имеют внутреннюю неглубокую ПОС, обеспечивающую их переходной характеристике гистерезис с шириной петли, соизмеримой с напряжением смещения нуля.

При работе с компараторами следует учитывать ряд особенностей, которые они имеют по сравнению с ОУ:

1. В компараторах недопустима ООС, так как в этом случае весьма вероятно (а при наличии внутреннего гистерезиса гарантировано) самовозбуждение компараторов.

2. Входное сопротивление компаратора относительно низко и может меняться при изменении входных сигналов.

3. Из-за отсутствия ООС выходное сопротивление компараторов значительно и различно для разных уровней выходного напряжения.

Триггер Шмитта является разновидностью компаратора. Чаще всего триггером Шмитта называют одновходовой компаратор с гистерезисом. Порог срабатывания триггера Шмитта нельзя изменять с помощью внешнего сигнала, он является параметром схемы.

На рис. 3.15, а приведен транзисторный триггер Шмитта (несимметричный триггер, триггер с эмиттерной связью). Он имеет два устойчивых состояния.

При нулевом входном напряжении транзистор VT1 закрыт, а транзистор VT2 открыт и насыщен. Коллекторный ток VT2 создает падение напряжение на R3, запирающее VT1. Когда входное напряжение, увеличиваясь, достигнет напряжения срабатывания U _сраб, откроется VT1, увеличится его коллекторный ток, уменьшится напряжение на базе VT2, коллекторный ток VT2 уменьшается и уменьшается напряжение, создаваемое им на R3. Тем самым обеспечивается ПОС. В результате VT1 открывается, а VT2 закрывается, этот процесс происходит лавинообразно. Обратное переключение произойдет, когда входное напряжение достигнет напряжения отпускания U _отп.

Нетрудно получить из анализа схемы рис. 3.15, а (пренебрегая напряжением насыщения транзистора):

Триггер Шмитта можно выполнить также на любых логических интегральных вентилях, охваченных цепью положительной обратной связи (рис. 3.15, б). Сопротивления резисторов R1 и R2 должны соответствовать типу логики. Так, при использовании ТТЛ-микросхем величина R ₁ не должна превышать нескольких сотен Ом для обеспечения режима входного логического нуля; для КМОП-микросхем R ₁ обычно более 10 кОм. Во всех случаях должно выполняться условие R ₁ << R ₂.

В состав всех развитых серий цифровых микросхем входят триггеры Шмитта. Они имеют внутреннюю ПОС, обеспечивающую передаточную характеристику со значительным гистерезисом и, как правило, выполняют логические функции. На рис. 3.15, в показано условное графическое обозначение триггера Шмитта с входной логикой 2И-НЕ. Типичные значения порогов для триггеров Шмитта ТТЛ-серий:
U _сраб = 1,7 В; U _отп = 0,9 В. Значения порогов для триггеров Шмитта КМОП-серий зависят от напряжения питания: так, при напряжении питания 5 В ширина петли гистерезиса составляет около 0,9 В, при напряжении питания 10 В – около 2 В.