Классы усиления усилительных каскадов

В зависимости от постоянных токов и напряжений на активном элементе усилительного каскада, а также от значения входного сигнала различают следующие классы усиления: А, В, С, D и промежуточный класс АВ.

Класс А – это режим работы усилительного элемента, при котором ток в выходной цепи протекает в течение всего периода входного сигнала. Преимуществом усилительного каскада класса А является то, что при нем возникают минимальные нелинейные искажения. Однако КПД каскада η = Р _вых/ Р ₀ низкий – меньше 50%. С учетом этого класс А используется в основном в каскадах предварительного усиления.

Класс В – это режим работы усилительного элемента, при котором ток через него протекает в течение половины периода входного сигнала. Этот промежуток времени характеризуется углом отсечки θ (выражается вградусах, радианах). При идеальном режиме класса В θ = π/2 иток через усилительный элемент протекает в течение промежутка времени 2 θ. Из-за нелинейности начальных участков ВАХ транзисторов форма выходного тока при малых значениях существенно отличается от формы тока, которая была бы при полностью линейной ВАХ транзистора. Класс В используют в двухтактных выходных каскадах в связи с повышенным КПД и при условии некритичности каскада к нелинейным искажениям.

Промежуточный класс АВ используют в режиме, когда угол отсечки θ несколько больше π/2, что позволяет «отсечь» начальные нелинейности ВАХ при усилении входного сигнала и тем самым снизить нелинейные искажения в двухтактных выходных каскадах. Однако при этом несколько снижается КПД относительно класса В.

Класс С – это режим работы усилительного элемента, при котором ток через него протекает в течение промежутка времени, меньшего половины периода входного сигнала, т.е. при θ < π/2. Ток покоя при этом равен нулю. Класс С используют в мощных резонансных усилителях, в которых нагрузкой является резонансный LC -контур, например, в радиолокационных станциях для увеличения дальности действия.

Класс D – это режим, при котором усилительный элемент находится только в двух состояниях: или полностью открыт и имеет малое электрическое сопротивление, или полностью закрыт и его электрическое сопротивление велико. Таким образом, класс D является ключевым режимом усилительного элемента, рассмотренном выше. Класс D обеспечивает максимальный КПД транзисторным усилительным каскадам.

1.12. Реализация схемы усилительного каскада с заданием режима по постоянному току (статического режима) осуществляется путем выбора сопротивлений резисторов R 1 – R 4 и емкостей разделительных конденсаторов. Последние необходимы для того, чтобы рабочая точка транзистора не смещалась за счет влияния постоянных токов соседних каскадов, и, в свою очередь, чтобы данный каскад не влиял бы на статические режимы соседних каскадов. Применение разделительных конденсаторов – вынужденная мера, поскольку они ухудшают форму АЧХ в области низких частот.

Выбор элементов принципиальной схемы усилительного каскада производится с учетом значений токов и напряжений статического режима: I _к0, U _кэ0, I _б0, U _бэ0. При этом необходимо учитывать следующее. Напряжения, токи и мощности, рассеиваемые на усилительных элементах, не должны превышать предельно допустимых значений

U _кэ0 + U_m < U_max;

I _к0 + I_m < I_max;

U _кэ0 I _к0 < P_max.

Для получения необходимых напряжений и токов покоя статического режима между соответствующими электродами транзисторов задают определенные напряжения и токи, которые называются напряжениями или токами смещения. Смещения базовых цепей транзистора могут задаваться разными способами – по току или по напряжению. Однако на практике наибольшее применение находит способ задания смещения транзисторного каскада по напряжению с помощью резисторного делителя R 1- R 2, так как показано на рисунке 1.54. С помощью этого способа, в отличие от других способов, может быть осуществлена температурная стабилизация статического режима транзистора.

Подключение нагрузки через разделительный конденсатор С2 приводит к изменению усилительных свойств УНЧ в полосе рабочих частот. С учетом этого через резистор R 5 (нагрузку R _н) возможно протекание только переменного тока. Пренебрегая падением переменных напряжений на сопротивлениях разделительных конденсаторов, выходную часть каскада по переменному току можно представить схемой, приведенной на рисунке 1.57.

Рис. 1.57

Нагрузкой транзистора по переменному току является сопротивление, определяющееся параллельным включением резисторов Rк и R н: Rкн = Rк //R н = Rк R н/(Rк + R н).

Если R _н ≠ ∞, то величина нагрузки по переменному току всегда меньше нагрузки по постоянному току (R_кн < R_к).

Расчет транзисторного усилительного каскада определяетсяисходными данными: выходной мощностью Р _вых и активным сопротивлением нагрузки R _н. С учетом этого Р _вых = 0,5 U_кm I_{к m} = 0,5 I_{к m}² R _н.

Амплитудное значение тока в нагрузке:

Для определения амплитудного значения тока коллектора необходимо учесть, что углы наклона нагрузочных прямых для R _кн и R _к, т.е. соответственно для режимов по переменному току и току покоя, не должны отличаться более чем на 20%. Иначе прямая для R _кн пересечет ось абсцисс вблизи напряжения покоя U _кэ0, что приведет к снижению КПД каскада. Для близких углов наклона нагрузочных прямых по переменному и постоянному токам справедливы соотношения:

R к = (1,2 ÷ 1,4) R кн; R кн = R к R н/(R к + R н); R к = (0,2 ÷ 0,4) R н; R н = (2 ÷ 5) R к.

(1.41)

С учетом соотношения (1.41) и токораспределения в схеме на рисунке 1.57 получаются следующие соотношения для переменных токов коллектора и нагрузки:

I _к~ = I _1~ + I _н~;

I _1~ R _к = I _н~ R _н → I _1~ = I _н~ R _н / R _к;

I _к~ = I _н~(1 + R _н / R _к) → I _к~ = (4 ÷ 6) I _н~.

С учетом этого амплитудное значение тока коллектора составит

I _{к m} = (4 ÷ 6) I _{н m}.

После этого определяются:

· постоянная составляющая тока коллектора I _к0 = (3 ÷ 6) I _{к m};

· допустимый ток коллектора I _кдоп ≥ 2 I _к0;

· амплитудное значение коллекторного напряжения U_кm = I _{к m} R _кн;

· постоянная составляющая коллекторного напряжения

U_{кэ 0} = (1,2 ÷ 1,4) U_кm;

· напряжение источника питания коллекторной цепи Е _к ≥ 2 U_{кэ 0};

· допустимое коллекторное напряжение U_{к доп} ≥ Е_к.

По найденным значениям I _кдоп, U_{к доп} выбирается транзистор с учетом верхней граничной частоты полосы пропускания УНЧ.

1.13. Температурная стабилизация транзисторного каскада чаще всего осуществляется с помощью отрицательной обратной связи (ООС) по постоянному току. Для этого в эмиттерную цепь транзистора включается активное сопротивление (резистор R 4 на рис. 1.54). От величины этого сопротивления зависит глубина ООС. Для уменьшения влияния ООС при переменном входном сигнале параллельно резистору R 4 подключен конденсатор С 3.

Уравнение, составленное по второму закону Кирхгофа для контура R 2 – переход БЭ VT – R 4 (см. рис. 1.54), имеет вид: U_a = U _бэ0 + U _R4. Потенциал точки а определяется током I _Д, протекающем через резистивный делитель R 1- R 2, и должен быть по возможности стабильным при изменении температуры. Большой ток I _Д делает потенциал точки а малозависимым от температуры, однако величиной этого тока задаются исходя из условия I _Д = (2÷5) I _б0. При этом руководствуются тем, что ток I _Д < 2 делает потенциал точки а, изменяющимся под действием температуры, а при I _Д ≥ 5 чрезмерно снижается КПД усилительного каскада. С учетом этого R_Д = R 1+ R 2 = Е _к/ I _Д.

Сопротивление резистора в цепи эмиттера R 4 целесообразно выбирать в пределах (0,1÷0,2) R 3. Чрезмерное увеличение сопротивления R 4 нежелательно, т.к. приводит к снижению коэффициента использования источника Е _к. С учетом этого, если принять R 4 = 0,1 R 3, то U _R4 = I _к0 R 4 = 0,1 I _к0 R 3, а потенциал точки а – U_a = U _бэ0 + 0,1 I _к0 R 3. Сопротивление резистора R 2 = (U _бэ0 + 0,1 I _к0 R 3)/ I _Д и тогда сопротивление резистора R 1 = R_Д – (U _бэ0 + 0,1 I _к0 R 3)/ I _Д.

С учетом вышеизложенного механизм температурной стабилизации транзисторного каскада под действием ООС по постоянному току следующий. При повышении температуры увеличиваются все токи транзистора VT, т.е. рабочая точка должна сместиться вверх по линии нагрузочной прямой, но этого не происходит, т.к. принеизменном U_a падение напряжения на резисторе R 4 увеличивается, а напряжение U _бэ0 уменьшается. В результате ток базы уменьшается и транзистор как бы «призакрывается», т.е. рабочая точка О возвращается на свое первоначальное положение. При понижении температуры происходит обратный процесс, напряжение U _бэ0 увеличивается и соответственно ток базы увеличивается. Транзистор как бы «приоткрывается», возвращая рабочую точку О также в первоначальное положение.

1.14. Эмиттерный повторитель или транзисторный каскад с общим коллектором применяется для увеличения входного сопротивления каскадов предварительного усиления и в двухтактных выходных каскадах, работающих в классах В и АВ.

Рис. 1.58

Рис. 1.59

Схема простого эмиттерного повторителя – транзисторного каскада с ОК, представлена на рисунке 1.58, а на рисунке 1.59 представлена его эквивалентная схема замещения по переменному току. Выбор параметров статического режима производится так же, как и для транзисторного каскада с ОЭ.

Входное сопротивление R _вх определяется параллельным включением цепи смещения базы R 1 // R 2 и входным сопротивлением транзистора r _вх = U _Б~/ I _Б~:

R _вх = R 1 // R 2// r _вх.

Уравнение Кирхгофа для входной цепи транзистора в точках эквивалентной схемы Б – земля записывается как

U _Б~ = I _Б~ r _Б + I _Э~(r _Э + R _Э // R _Н) = I _Б~ + I _Б~(1 + β)[(r _Э + R _Э// R _Н)//].

Тогда: r _вх = U _Б~/ I _Б~ = r _Б + (1 + β)(r _Э + R _Э// R _Н)// rʹ _К.

Таким образом, входное сопротивление R _вх определяется делителем R 1 // R 2, коэффициентом β, сопротивлением ООС по переменному току в цепи эмиттера, а его максимальное значение составляет R _{вх max} ≤ r _К = (1 + β) rʹ _К. Для увеличения входного сопротивления часто на практике резистор R ₁ не включают (поэтому его подключение на рис. 16 показано пунктирной линией).

Реальное входное сопротивление однокаскадного транзисторного усилителя с ОК может составлять 50 Ком, в отличие от каскада с ОЭ, у которого оно составляет (3÷5) кОм.

Выходное сопротивление R _вых определяется при отключенной нагрузке по переменному току R _н и нулевом входном сигнале е _с~ = 0. При условии, что сопротивление R _Г близко к нулю, а величины r _Б и r _Э гораздо меньше R _Э выходное сопротивление эквивалентной схемы определяется выражением

Коэффициент усиления каскада с ОК по напряжению приближается к единице К_U < 1. Максимальный коэффициент усиления по току К_I~ = 1 + β достигается при условии: R _Э >> R _н и R _Б >> r _вх.

Входное сопротивление транзисторного каскада с ОК может быть повышено, если использовать схему повторителя с динамической нагрузкой, в качестве которой вместо резистора R _Э включается транзистор с ОЭ (рис. 1.60) или может быть использована схема повторителя с составным транзистором. Последний представляет собой два обычных транзистора VT 1 и VT 2, соединенных между собой. Составные транзисторы обладают высоким суммарным коэффициентом передачи тока β_Ʃ ≈ β ₁ β ₂ и другими свойствами, которые трудно получить в отдельных транзисторах.

Рис. 1.60

Рис. 1.61

Наибольшее распространение получила схема на составном транзисторе, названная по имени ее автора – схема Дарлингтона, в которой составной транзистор VT 1- VT 2 включен по схеме эмиттерного повторителя (рис. 1.61). Входное сопротивление транзистора VT 2 является сопротивлением в цепи эмиттера транзистора VT 1.

Входное сопротивление повторителя по схеме Дарлингтона достаточно высокое, но не превышает дифференциальное сопротивление r ʹ_к коллекторного перехода r _к. С учетом этого максимальное значение суммарного входного сопротивления R _вх.Ʃmax = (1+ β ₁)(1+ β ₂) r ʹ_к2// r ʹ_к1 = r _к/2. В отличие от простого эмиттерного повторителя входное сопротивление рассмотренной схемы сохраняется для реальных невысоких значений R _Э// R _н, что является ее преимуществом.

Выходное сопротивление схемы Дарлингтона значительно меньше простого эмиттерного повторителя, поскольку значение внутреннего сопротивления источника сигнала трансформируется транзистором VT 1 к входу транзистора VT 2 по формуле: R _вых1 = r _Э1 + (R _Г + r_Б1)/(1 + β ₁). С учетом этого для транзистора VT 2 источник сигнала имеет сопротивление, близкое к r _Э1, а точнее, учитывая различие в токах транзисторов, приблизительно равное 2 r _Э2.

Частотные характеристики составного транзистора определяются наиболее низкочастотным из двух транзисторов, обычно это VT 2, поскольку он работает с более высокими значениями токов.