Вентильные преобразователи с повышенным коэффициентом мощности

Управляемые вентильные преобразователи известных нам типов обладают весьма низкими значениями коэффициента мощности, особенно при глубоком регулировании выходного напряжения. Стремление к устранению этого недостатка привело к разработке большого числа преобразователей с повышенным коэффициентом мощности. Для того чтобы достичь предельного значения , необходимо создать вентильный преобразователь, потребляющий от сети ток синусоидальной формы, синфазный с напряжением сети. В полном виде такая задача до настоящего времени неразрешима, однако ряд современных разработок обеспечивает получение весьма высоких значений коэффициента мощности Существующие преобразователи с повышенным коэффициентом мощности можно разделить на два класса:

1) ВП с естественной коммутацией вентилей;

2) ВП на полностью управляемых вентилях или с искусственной коммутацией
однооперационных тиристоров.

Из числа преобразователей с естественной коммутацией вентилей рассмотрим выпрямитель с нулевым вентилем. Однофазная мостовая схема выпрямителя с нулевым (шунтирующим) вентилем приведена на (рис.1, а), на (рис. 1, б, в) приведены временные диаграммы напряжений и токов выпрямителя (полагаем L_н большой). В момент подаются управляющие импульсы на тиристоры VI и V4, ток протекает через нагрузку, и к нагрузке приложено напряжение . При этом полярность U_d и направление i_d совпадают, следовательно, энергия передается от сети в нагрузку. Диод заперт приложенным к нему напряжением u_d. На этом этапе процессы в схеме развиваются, как и в обычном выпрямителе, для которого диаграммы представлены на (рис.1,б).

В момент полярность напряжения U_d(t)=U₁(t) изменяется и открывается шунтирующий диод V₀. Ток нагрузки замыкается через диод

V₀, i_d(t)=i₀(t) и энергия, накопленная в индуктивности, рассеивается на

сопротивлении R_H. При включении диода V_o ток через тиристоры VI и V4 прекращается и i₁(t)= 0. В момент включаются тиристоры V3 и V2 и процессы в схеме повторяются.

Таким образом, первичный ток i₁ прерывается при перемене знака

напряжения и₁. Фазовый сдвиг 1-й гармоники тока (показан на рис. 1,впунктиром) относительно напряжения сети u₁ равен , т. е. меньше значения в обычном выпрямителе при том же угле управления (рис. 1, б)

Кривая выходного напряжения выпрямителя имеет такой же вид, как при работе выпрямителя на активную нагрузку, и не содержит участков с отрицательным напряжением. Среднее значение:

Уменьшение длительности протекания тока i₁уменьшает угол сдвига , при этом cos и повышаются.

В многофазных схемах выпрямителя повышение коэффициента мощности достигается в многомостовых несимметричных схемах. На (рис. 2, а)представлена схема двухмостового выпрямителя.

Первый из вентильных комплектов ВК1 собран на тиристорах, второй ВК2 - на диодах. Выходное напряжение выпрямителя является суммой

выходных ЭДС ВК1 и ВК2; его среднее значение с учетом того, что E_d=E_docos ,

определяется следующим образом:

E_d=E_d,BK1+E_d,BK2=E_d0,BKcos +E_d0,BK=E_{d0 ,}

Г де E_d0,BK=E_d0/2; E_d0=2.34E₂

Потребляемый из сети ток i₁ является суммой двух токов: тока i₁_BK₁, потребляемого управляемым комплектом ВК1, 1-я гармоника которого сдвинута относительно напряжения U₁ на угол (рис. 2, б) и тока

неуправляемого комплекта ВК2 i₁_BK₂, 1-я гармоника которого синфазна напряжению U₁ (рис. 2, в) (длительность коммутационных процессов считаем равной нулю). Результирующий ток, потребляемый двухмостовым выпрямителем из сети, показан на (рис. 2, г), фазовый сдвиг его 1 -й гармоники относительно напряжения = . На (рис. 3) приведена схема четырехмостового несимметричного выпрямителя, выходное напряжение которого равно сумме выходных напряжений четырех вентильных комплектов: управляемых ВК1 и ВКЗ и неуправляемых ВК2 и ВК4.

На ВК1 подают управляющие импульсы с углом управления ₁, а на ВКЗ - с углом управления . Среднее значение выходной ЭДС четырехмостового выпрямителя равно:

E_d=E_dBB1+E_dBK2+E_dBB3+E_dBB4=E_d0

где E_d₀=4E_d₀_BK

Ток, потребляемый преобразователем из сети, состоит из суммы токов, потребляемых четырьмя вентильными комплектами. При этом токи, потребляемые ВК2 и ВК4, не имеют фазового сдвига относительно напряжения, а токи ВК1 и ВКЗ сдвинуты на углы и соответственно.

При Е_d > Е_d₀ / 2 выходное напряжение регулируется путем изменения угла управления ВК1 , а угол управления ВКЗ . Фазовый сдвиг основной гармоники тока, потребляемого четырехмостовым выпрямителем из сети, вызван фазовым сдвигом тока ВК1 на угол . Путем несложных вычислений можно получить:

При E_d E_d₀/2 выходное напряжение выпрямителя регулируется с помощью изменения угла управления ВКЗ ₃, угол управления ВК1 (при пренебрежении коммутационными процессами и рассмотрении

идеальных вентилей ). Фазовый сдвиг основной гармоники тока, потребляемого четырехмостовым преобразователем из сети. Равен в этом режиме

Повышение коэффициента мощности с помощью многомостовых несимметричных выпрямителей широко применяется при использовании преобразователей большой мощности, где оправданно использование составных схем выпрямления. Разработано большое число подобных преобразователей и режимов управления ими. Достоинством подобных способов повышения коэффициента мощности является то, что силовые схемы преобразователей при этом не содержат дополнительных элементов и капитальные затраты на создание таких преобразователей не увеличиваются по сравнению с симметричными преобразователями той же мощности.

Однако в вентильных преобразователях с естественной коммутацией вентилей недостижима полная синфазность основной гармоники потребляемого из сети тока и питающего напряжения, поэтому значения cos = 1 не могут быть получены. Сохраняется всегда и несинусоидальность тока, потребляемого из сети, хотя при применении многих многомостовых преобразователей значения весьма близки к 1

Лучшими параметрами обладают выпрямители на полностью управляемых вентилях (транзисторах и двухоперационных тиристорах).

Рис.4.

При мощности более 10МВа применяют обычные мощные инверторы с узлами искусственной коммутации УИК (рис.4). В нужный момент к тиристору прикладывается обратное напряжение от предварительно заряженного конденсатора УИК.

Рис.5.