Прецизионный амплитудный модулятор

Совмещение функций генерирования и модуляции по амплитуде или частоте колебаний в автогенераторе нецелесообразно, так как это приводит к неконтролируемому повышению нестабильности частоты, которую стремятся уменьшать всевозможными средствами, включая термостатирование автогенератора. В связи с этим данные операции разделяют, оставляя функцию генерирования колебаний в автогенераторе, а функцию модуляции колебаний осуществляют с помощью отдельных амплитудных или частотных модуляторов, что определяет необходимость совершенствования их схемотехники.

Построение амплитудных модуляторов, работающих на относительно низких и средних частотах c использованием ПТ и ОУ, а также перемножителей сигналов, рассмотрено в работах [1,3].

Широкополосный амплитудный модулятор, способный работать на высоких (сотни мегагерц) частотах, может быть реализован на основе схемы ШУН (рис. 10) с симметричным выходом и управлением высокочастотного (несущего) сигнала путем изменения тока ГСТ под влиянием низкочастотного (модулирующего) сигнала , так как коэффициент передачи ДУ линейно связан с величиной этого тока.

Для изменяющегося во времени тока ГСТ амплитудного модулятора, представленного на рис.10, в котором модулирующий сигнал подается в его токозадающую цепь через повторитель сигнала на ОУ1, можно записать:

, (33)

где , и - напряжение питания отрицательной полярности, напряжение база-эмиттер БТ Т3 и постоянная составляющая тока ГСТ

. (34)

Выходное симметричное напряжение модулятора с учетом (33)

, (35)

где - изменяющаяся во времени t крутизна БТ дифференциальной пары Т1, Т2.

Рис. 10. Прецизионный амплитудный модулятор

При входных синусоидальных сигналах

, (36)

, (37)

где , и , - амплитуды и частоты соответственно несущего и модулирующего сигналов,

выходное напряжение (35) модулятора приобретает вид амплитудно-модулированного колебания

, (38)

где и m – амплитуда несущей и глубина модуляции с учетом (34) сигнала с АМ,

, (39)

. (40)

Как следует из формулы (39), коэффициент передачи по несущей

(41)

соответствует коэффициенту передачи ДУ, амплитуда неискаженного выходного сигнала которого не может превышать удвоенного значения падения напряжения на резисторе нагрузки в режиме покоя. Следовательно, максимальный уровень несущей на симметричном выходе модулятора должен удовлетворять условию

, (42)

при этом уровень входного сигнала (36) может быть не выше удвоенного температурного потенциала

. (43)

Амплитуда модулирующего сигнала (37) при непревышении стопроцентной глубины модуляции (), как видно из формулы (40), должна быть на напряжение база-эмиттер третьего транзистора меньше напряжения источника питания отрицательной полярности

. (44)

Амплитуду сигнала (44) можно получить на выходе повторителя сигнала (рис.10) при тех же питающих напряжениях ОУ1, что и модулятора в целом. Если требуемый ток превышает допустимый выходной ток используемого ОУ1, то целесообразно в токозадающей цепи ГСТ ток уменьшить, выбрав номиналы резисторов и из соотношения , и рассчитать номинал резистора , исходя из формулы (34),

. (45)

Сопротивление нагрузки модулятора следует выбирать исходя из частоты среза , а не , как в широкополосном демодуляторе, с учетом коэффициента сужения полосы пропускания за счет емкостей, шунтирующих нагрузочное сопротивление . Это связано с тем, что в модуляторе использовать сопротивление в цепи эмиттеров транзисторов дифференциальной пары Т1 и Т2 не рекомендуется, так как при этом возникают нелинейные искажения огибающей.

Действительно, при введении резисторов в цепь эмиттеров БТ Т1 и Т2 крутизна при условии становится независимой от тока :

, (46)

а производная от (46)

является обратной функцией квадрата модулирующего тока (33), т.е. нелинейной функцией для сигнала модуляции (37).

Снимать непосредственно сигналы с несимметричных выходов модулятора нельзя, так как на каждом из этих выходов присутствует синфазный сигнал, образуемый при изменении тока ГСТ на каждом из сопротивлений нагрузки , который, накладываясь на дифференциальный сигнал, искажает закон модуляции. При съеме полезного сигнала с симметричного выхода сигналы , вычитаясь между собой, не проявляются и, следовательно, не нарушают закона модуляции.

Для получения возможности съема полезного сигнала с одного выхода (лучше со второго, так как БТ Т2 включен по схеме с ОБ, при этом сопротивление нагрузки в Т1 должно быть закорочено с целью получения включения с ОК) относительно общей точки необходим специальный каскад сдвига уровня, который позволил бы, исключив влияние синфазного сигнала, восстановить прежний закон модуляции и сформировать несущую без постоянной составляющей. В связи с этим основная схема модулятора (рис. 10) дополнена каскадом сдвига уровня на БТ Т5 с управляемым ГСТ на транзисторах , и ОУ2.

Условие компенсации постоянной составляющей, включая синфазную, на выходе модулятора сводится к условию

0, (47)

где и - напряжение база-эмиттер БТ Т5 и ток дополнительного ГСТ, который по форме записи соответствует (33), так как схема данного ГСТ идентична схеме основного ГСТ (рис. 10).

С учетом отмеченного и формулы (33) условие (47) приобретает вид

0, (48)

где , и - постоянная состовляющая тока, требуемое переменное напряжение компенсации и напряжение база-эмиттер БТ дополнительного ГСТ; - сопротивление компенсирующего резистора.

Условие компенсации (48) в статическом режиме (при отсутствии модуляции 0)

позволяет определить требуемый номинал компенсирующего резистора

. (49)

Условие компенсации (48) в динамическом режиме (при наличии модуляции)

позволяет определить требуемый уровень переменного напряжения компенсации

. (50)

Для упрощения практической реализации модулятора необходимо соблюдать равенство напряжений и , которое выполнимо при одинаковых токах транзисторов и Т3. Тогда целесообразно принять одинаковыми и токи и , т. е. необходимо иметь два ГСТ с идентичными параметрами, что осуществимо в едином интегральном технологическом цикле.

При идентичных параметрах ГСТ , , и соотношения (49) и (50) упрощаются

, (51)

. (52)

Уравнение (52) позволяет синтезировать управляющее дополнительным ГСТ устройство, которое должно быть инвертирующим устройством на ОУ2 c коэффициентом передачи

. (53)

Номиналы резисторов цепи ООС и при низкоомных резисторах и могут быть пропорционально увеличены, чтобы заметно не нагружать ОУ1 и ОУ2, с сохранением соотношения (53).

Коэффициент передачи каскада сдвига уровня на транзисторе Т5

, (54)

где - внутреннее сопротивление второго (компенсирующего) ГСТ

; (55)

и - параллельное соединение резисторов и и коэффициент передачи тока БТ .

Результирующий коэффициент передачи по несущей амплитудного модулятора (41) и (54)

. (56)

Входные сопротивления по входу несущей модулятора без учета сопротивления в цепи базы транзистора Т1, которое при подключенном источнике сигнала может отсутствовать, относительно невелико. Оно такое, как у простого ДУ:

, (57)

где - коэффициент передачи тока БТ Т1, Т2, что требует применения источника сигнала с малым внутренним сопротивлением.

Входное сопротивление модулятора по модуляционному входу исключительно велико, оно определяется входным дифференциальным сопротивлением и коэффициентом передачи используемого ОУ1

. (58)

В связи с этим модуляционный вход модулятора целесообразно экранировать, соединив оплетку кабеля с выходом ОУ1, как показано на рис.10.

Выходное сопротивление модулятора

(59)

относительно велико, и это определяет необходимость использования высокоомной нагрузки.

Так как транзисторы дифференциальной пары Т1 и Т2 включены по схеме ОК-ОБ и нагрузкой ее является БТ Т5, включенный по схеме ОК, то в формировании частоты среза модулятора участвует частота среза по параметру крутизны транзистора Т2 и частота среза ФНЧ нагрузки , которые принимаются равными ( ). С учетом коэффициента сужения полосы пропускания , в данном случае n=2 и , сопротивление нагрузки

, (60)

где - выходная емкость ФНЧ нагрузки, состоящая из емкостей коллектор- база транзисторов Т2 и Т5 и монтажной емкости ;

. (61)

В связи с этим требуемая частота единичного усиления транзисторов Т1 и Т2

. (62)

Расчет амплитудного модулятора следует начинать с определения сопротивления нагрузки (60) и задания требований к транзисторам дифференциальной пары Т1, Т2 и режима их работы с целью обеспечения заданного частотного диапазона. При емкостях 2 пФ и емкости монтажа 1 пФ емкость (61) 5 пФ и для частоты среза модулятора 200 МГц сопротивление нагрузки (50) составит 100 Ом, а требуемая частота единичного усиления (62) транзисторов Т1, Т2 при 5 Ом и 10 мА должна быть 300 МГц.

Желательно чтобы остальные транзисторы схемы модулятора были однотипными с Т1 и Т2, но они работают с цепями ООС, и их частоты единичного усиления могут быть несколько меньшими, несмотря на удвоенное значение их рабочего тока.

Так как к модулятору, как правило, не предъявляется высоких требований в части коэффициента усиления несущей (56), то даже при такой низкоомной нагрузке ток ГСТ (34) может быть выбран не очень большой величины ( 20 мА), чтобы использовать стандартные ОУ1 и ОУ2, например, 10 мА.

После этого расчет производят в соответствии с формулами, описывающими работу модулятора, включая оценку входных и выходных его параметров (57) - (59), выбор соответствующего ОУ и определение номиналов резисторов , (53) ОУ2, c учетом того что верхняя частота модулирующего сигнала (37), как правило, не превышает верхней частоты звукового диапазона 20 кГц.

При первичной отладке амплитудного модулятора необходимо в отсутствие входных сигналов (36) и (37) как можно точнее получить нулевой уровень постоянной составляющей выходного напряжения путем более точной, например лазерной, подгонки номинала компенсирующего резистора (рис. 10). Затем, установив уровень модулирующего сигнала , соответствующий предельной глубине модуляции ( 1) (40), путем подстройки номинала резистора следует зафиксировать отсутствие данного сигнала на выходе модулятора. После этого при калиброванных входных сигналах и модулятор может быть использован как прецизионное средство получения сигналов с АМ в широком диапазоне частот.