Расчет принципиальной электрической схемы

РАСЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ.      

 В заданном диапазоне частот наиболее эффективным является полосно-пропускающий фильтр (ППФ), выполненный на полосковых линиях. Применение таких фильтров позволяет уменьшить габариты, вес и стоимость всего изделия. Для построения можно воспользоваться Чебышевской аппроксимацией частотной характеристики, поскольку она обеспечивает более крутые склоны, при меньшем числе звеньев фильтра, по сравнению с максимально плоской характеристикой Баттерборта. Суммарное затухание в полосе пропускания будет тоже наименьшим, что весьма важно для микрополосковых фильтров, активные потери которых относительно велики.

Исходные данные для расчета фильтра:

Средняя частота полосы пропускания  fо=2 ГГц;

Полоса пропускания Ппр = fпр - f- пр= 2f пр= 0,06 ГГц

Затухание в полосе пропускания Ln (без учета активных потерь) Ln =1 Дб

Полоса заграждения П з = fз – f- з = 4 fпр= 0.12ГГц

Затухание на границах полосы заграждения Lз = 30 Дб

Волновое сопротивление подводящих линий Wо = 50 Ом

Толщина подложки h =1,0 мм с e = 9,6 - диэлектрическая проницаемость

Тангенциальный угол потерь tg  = 10 ^-4. Материал проводников - медь.

Далее требуется подсчитать число элементов «n» прототипной схемы ФНЧ:

n  arch  /arch(П з/ Ппр)   [1]

n  arch  /arch(0.12/0.06) = arch62/ arch2=ln(62+   )/ln(2+ ) = 3.65

Полученный результат округляем до ближайшего целого n = 4.

Следовательно, необходимое число связанных четвертьволновых звеньев фильтра равно n + 1 = 5.

По справочнику [6] для значения Ln = bn = 1 Дб находим величину 1/  =2.66 и обобщенные параметры прототипа: q1 =2.0991; q2 =1.0644; q3 =2.8312; q4 =0.7892

qo = * Ппр /2*fo = 0.0472; qn+1= q5 = qo *1/ = 0.0472 *2.66 = 0.1254

По формуле Аi = qo/    [1] определяем коэффиценты:

 

А1 = 0.0472 = 0.149

А2 = 0.0472 = 0.032

А3 = 0.0472  = 0.027

А4 = 0.0472  = 0.032

А5 = 0.0472  = 0.150

 

Рассчитываем волновые сопротивления связанных линий каждого i-го звена фильтра при четном W  и нечетном W  видах возбуждения. Результаты расчета приведены в табл. 1

W = Wo(1+ Аi+ Аi²)                         W = Wo(1- Аi+ Аi²) [1]

Используя полученные значения W  и W , по графику 4.29 [1] находим отношения размеров МПЛ каждого звена (w /h); и соответствующую относительную ширину зазоров связанных линий (S/h). По графикам рис. 4.29 (б) [1] находим эффективную диэлектрическую проницаемость МПЛ каждого звена eэ и с ее помощью находим liэ

lio = о/4 eэi [1]

где с= 3*10¹⁰ см/с - скорость света в воздухе

lio -длина отрезков для каждого звена фильтра

Полученные значения lio необходимо скорректировать на величину  li, определяемую по рис.3.40 [1] и учитывающую влияние концевой емкости разомкнутого конца четвертьволнового отрезка МПЛ. Так как сосредоточенная концевая емкость увеличивает эффективную длину линии на величину  l, зависящую от размеров МПЛ, поэтому физическая длина li= lio -  li [1]. Расчетное значение li заносим в табл.1

Величину (w/h) =0.97 находим по графику 4.29(a)[1] для значений W  = W  = Wo = 50 O м                               

и (S/h) i ® ¥. Абсолютные значения wi и Si находим через толщину подложки МПЛ «h», где h = 1мм. Далее по полученным результатам составляем топологическую схему ППФ, которая приведена на рис.2

Перейдем к расчету суммарного затухания ППФ в полосе пропускания. Поскольку геометрические размеры микрополосковых резонаторов фильтра близки между собой, полагаем их ненагруженные добротности Qo одинаковыми и потери рассеяния фильтра в середине Ппр                                                  Lo = 4.34*fo / (Ппр*Qo)           [1]

где n = 4 -число элементов фильтра

q i -обобщенные параметры для каждого элемента фильтра

Qo - собственная ненагруженная добротность одиночного элемента фильтра

fo = 2ГГц - средняя частота Ппр фильтра. Ппр =0.06ГГц -полоса пропускания

 

ТАБЛИЦА 1

Звено N	1	2	3	4	5
W	58.61	51.62	51.62	51.62	58.61
W	43.63	48.48	48.48	48.48	43.63
(w/h)i	0.95	1	1	1	0.95
wi	0.95	1	1	1	0.95
(S/h) i	1	3	3	3	1
Si	1	3	3	3	1
eэi	6.2	6.3	6.3	6.3	6.2
liо,мм	15.06	14.94	14.94	14.94	15.06
li,мм	14.74	14.62	14.62	14.62	14.74
li,мм	0.315	0.32	0.32	0.32	0.315

 

Добротность Qo определяем для четвертьволновых резонаторов одинаковых между собой крайних звеньев фильтра, пологая резонатор несвязанным: Qo= *Qпд [1], где -коэффициент, учитывающий снижение добротности резонатора, из-за потерь на излучение с разомкнутого конца резонатора;

Qпд = Qn –добротность, определяемая диэлектрическими потерями в подложке (для высококачественных диэлектриков, имеющих tg = 10^-4):

Qn= w*W* eэi * /6 [1], где w - ширина проводника резонатора, м; W - волновое сопротивление МПЛ,Ом;  = 5.8 *10⁷См/м - удельная проводимость проводника из меди.

fo=2ГГц-средняячастота                                                                                                                   Находим волновое сопротивление МПЛ для крайнего резонатора                                                              W = (314/ e)*(1 + w/h)=314/  * (1+0.95) = 52 Ом                                                                                         где e =9.6-диэлектрическая проницаемость подложки из поликора. (w/h) = 0,95 - отношение размеров МПЛ крайнего резонатора

Теперь можно найти Qп, но сначала определим eэ -эффективную диэлектрическую проницаемость среды в МПЛ:

eэ = 0,5[1 +e (e - 1)/ ] [1]

eэ = 0.5[ 1+ 9.6(9.6-1)/

Qп = 0.95*10^-3*52* * /6 = 228 = Qпд

Определяем значение коэффициента, учитывающего снижение добротности из-за потерь на излучение:

 =1 – 5,04*10⁴(h/ )^1.8[(eэ+1)/ eэ – (eэ-1)²/2eэ eэ*ln( eэ +1)/( eэ-1)]*1/W

где  h = 1мм-толщина подложки

= c/fo = 150 мм - длина волны в воздушном пространстве

W = 52 Ом - волновое сопротивление

= 1- 5.04*10⁴(1/150)^1,8[(6.6+1)/6.6-(6.6-1)²/(2*6.6* )*ln( +1)/ ( -1)]*1/52 = 0.95           

Отсюда имеем Qо= * Qпд =0,95 * 228=218

Теперь можно найти потери рассеяния фильтра

Lo = (4.34*2/0.06*218)(2.0991+1.0644 +2.8312 +0.7892) = 4.5 дб

Потери рассеяния фильтра на границах Ппр найдем из соотношения:                                Lогр=(2…3) Lo = 2,5*4,5 = 11,25 дб [1]

Суммарное затухание фильтра на границах Ппр: L  = 1 + 11,25 = 12,25 дб

Вид Чебышевской характеристики фильтра на рис.3

РАСЧЕТ СМЕСИТЕЛЯ.

 

 

В современных радиоприемных устройствах СВЧ диапазона в качестве преобразователя частоты применяют в основном двухдиодные балансные смесители (БС). Основным их достоинством является способность подавлять шум АМ-колебаний гетеродина, что очень важно для получения низкого коэффициента шума. Балансный смеситель работает так же при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных частот и позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачивающуюся в антенный тракт. В проектируемом приемнике в качестве смесителя выбираем схему БС на диодах с барьером Шоттки (ДБШ), при этом основными параметрами, характеризующими диод является Lпрб = Рс/Рпч- потери преобразования диода, характеризуют уменьшение мощности сигнала (Рс) при его преобразовании в сигнал промежуточной частоты [1]

nш = Pш.вых / Пп*k*To [1]  -шумовое отношение, характеризует мощность выходного шума диода     (Рш вых) на промежуточной частоте (с учетом шума источника сигнала) по сравнению с мощностью шума обычного резистора.

Nсд = Pш.вых Lпрб / Пп*k*To = Пп*k*To* nш *Lпрб / Пп*k*To = nш *Lпрб [1] -коэффициент шума диодного преобразования.

  В качестве смесительного диода выбираем диод типа АА112Б, имеющего следующие пара метры:

Lпрб 6 дб; rвых= 440….640 Ом; Рг= 3 мВт

Fорм=Lпрб(nш+0,41)   7дб - нормированный коэффициент шума диода [1]

Схема БС включает в себя два диода и элемент связи с источником сигнала гетеродином, который выполняется в виде четырехплечевого СВЧ моста.

Работа БС основана на ровном распределении мощности сигнала (Рс) и гетеродина (Рг) между диодами, но с определенным фазовым сдвигом. На выходе БС происходит суммирование сигналов, преобразованных диодами и подавление шумов преобразования. Схема БС приведена на рис. 4. В качестве элемента связи и делителя мощности Рс и Рг используем направленный ответвитель типа «тандем», который соединен с БС с помощью несимметричной МПЛ, волновое сопротивление которое рассчитывается по формуле:

Zo= 377h/ eэw [1+1.735e^-0.0724(w/h)^-0.836], Ом

Для согласования диода с подходящей МПЛ используем четвертьволновые шлейфы Ш1 иШ2, а для развязки между цепями сигнала, гетеродина и промежуточной частоты шлейфы Ш3 и Ш4. Расстояние от точки ввода колебаний сигнала и гетеродина до отвода диодов и включение диодов обеспечивает противофазное действие колебаний гетеродина на диоды и противофазное прохождение колебание сигнала за счет встречного включения диодов, в результате на выходе БС точки, вызванные шума гетеродина будут скомпенсированы, а токи частотами кратными частотами сигнала и гетеродина, замкнутыми через Ш3 и Ш4; т.е. не будут проходить на выход преобразователя. Контуры С1L1 и С2L2 представляют собой два ФНЧ, выполняемые в виде трансформаторов сопротивлений с Чебышевской характеристикой. Индуктивности L3 и L4 предназначены для цепи короткого замыкания токов диодов. Сложение преобразованного сигнала ПЧ происходит через конденсаторы С3 и С4. В качестве несимметричной МПЛ применена полосковая линия с волновым сопротивлением 50 Ом, тогда в соответствии с графиком рис.3.25 [1] при e =9.6 имеем соотношение размеров (wо /h)=1,то есть при h=2мм ширина полоски wо =2мм.

Делитель мощности выполнен на направленном ответвителе (HO) типа «тандем», два делителя которого с боковой связью и переходным затуханием 8.34 дб дают возможность реализации 3х-децибельного тандемного НО. Расчет такого НО сводится к расчету геометрических размеров связанных линий на подложке с e= 9.6 при величине переходного затухания 8.34 дб. По графику рис. 11.10 [4] находим соотношение размеров (w/h)=0.77 и S /h=0.18, где h=2мм -толщина подложки. Отсюда имеем:

w= 0,77*2 = 1,54 мм;  S = 0,18*2 = 0,36 мм

w - ширина МПЛ в области связи, S- расстояние между связанными МПЛ.

Длина МПЛ в области связи равна о /4, где:

о = оК / e - длина волны в несимметричной МПЛ

о = с / fср - длина волны в свободном пространстве

 с -скорость распространения света

 fср -средняя частота рабочего диапазона

Диапазон рабочих частот ограничен частотой сигнала f о = 2 ГГц и гетеродина f г = 1,97 ГГц

fср = (f о +f г), fср = (2+1,97)/2= 1,985ГГц отсюда находим о

о = 3*10¹⁰/1,985*10⁹=15,1 см

Так как о= о/ eэф = тем К [6],где: тем -длина волны в МПЛ работающей с колебаниями волн типа ТЕМ. К= о / тем -Коэффициент удлинения волны eэф = e/К² - эффективная диэлектрическая проницаемость подложки. Значение К для (w/h)=0.77 найдем из соотношения: К= [e/(1+0.63(e-1) (w/h)^0.1255)]^0.5 [6]

К=[9.6/(1+0.63(9.6-1)0.77^0.1255)]^0.5=1.24

eэф=9.6/1.24²=6.24 eэф= = 2.498

о= 15.1/2.498= 6.04 См   о/4= 1.5Cм

Для сложения сигналов ПЧ с детекторных секций, выбираем конденсаторы такой емкости, чтобы сопротивление их было незначительным на частоте f пр С3=С4= 100пФ

Для развязки цепей внешнего смещения на диоды от ПЧ возьмем дроссель такой индуктивности, чтобы его сопротивление было достаточно большим L3 = L4 = 20мГн. На рис. 5 приведена схема стабилизатора тока диода.

 

                                                 РАСЧЕТ УПЧ

В качестве активного элемента выбираем ИМС серии К228УВ2 в типовом включении, поэтому расчет ведем для избирательной системы и элементов связи. Минимально допустимое с точки зрения стабильности формы частотной характеристики отношение эквивалентной емкости контура каскада к емкости, вносимой в контур транзисторами: a  b* f пр /  П [1],  где b =  C11/ C11  C22/ C22 - относительное изменение входной и выходной емкости транзистора (при отсутствии дополнительных сведений следует брать b= 0.1...0.3)

Значение параметра    для УПЧ с двухконтурными каскадами равно = 0.8….1. Для расчетов принимаем b= 0.2,   =0.9

f пр - промежуточная частота. П = 3.268 МГц - полоса пропускания. Возьмем a= 4

Теперь определить, какое количество каскадов обеспечат требуемый коэффициент усиления УПЧ       (Коупч). Ранее рассчитанный Купч = 81934. Теперь определяем устойчивый коэффициент усиления Куст = Коэ (|Y21|*[|Y12+Y22 |]^-1)^0.5, где Коэ  -устойчивый коэффициент усиления для схемы с ОЭ. Для данной схемы (ОЭ-ОБ) на ИМС значение Куст приводится в приложении 3 [5]. Куст =30.

 Находим минимальное число избирательных систем для получения заданного усиления:

 m  lg Купч /lg Куст [1] m  lg 81934/ lg 30 = 3.3      Выбираем m =4

Необходимое эквивалентное затухание контуров, обеспечивающее заданную полосу пропускания:

dэ = П/ f пр (m)   [1], где (m) - величина равная отношению полосы пропускания одного резонансного контура к полосе пропускания УПЧ с числом избирательных систем m. Большее число избирательных систем обеспечат нам более малый коэффициент прямоугольности, то есть лучшую избирательность. (4)  = 1,07 выбираем из табл. 6.1 [1]

dэ = (3,268*10⁶/30*10⁶)*1,07 = 0,116

Задаемся                 f о1 = f о2 = f пр            dэ1= dэ2= dэ

                                d1= d2= d                Cэ1= Cэ2 = Cэ

 

где f о1, f о2, dэ1,dэ2, d1, d2, Cэ1, Cэ2 - частоты настроек, эквивалентные затухания, собственные затухания и эквивалентные емкости контуров соответственно в коллекторной и базовой цепях. Для расчета вначале предполагаем простейший вариант реализации схемы с полным включением контура к коллектору транзистора, то есть m1=1.Критические значения эквивалентного затухания контуров определяются следующими выражениями:

d^’ = d + g22/(2  f пр a C11) ü                     d^’= 0.01+ 0.112*10^-3/(6.28*30*10⁶*4*4.12*10^-12) = 0.046

                                        ý  [1] 

d^’’= d + g11 /(2  f пр a C22) þ                    d^’’= 0.01 + 0.26*10^-5/(6.28*30*10⁶*4*1.91*10^-12) = 0.012

где d = 0.01 -  собственное затухание контура, g11,g22,C11, C22 - соответственно: входные, выходные проводимости и емкости транзисторов каскада УПЧ.

В зависимости от соотношения dэ c d^’ и d^’’ (dэ >d^’’) выбираем вариант расчета коэффициента включения m2:

m2=       [1] m2= = 0.68

Эквивалентную емкость контуров принимаем минимально допустимой:

Cэ =a C22 [1]    Cэ = 4*1.91*10^-12 = 7.64 пФ

Контура шунтируют резисторами с проводимостью                                   

 в коллекторной цепи:

qшн1=2  f пр Cэ (dэ-d)- m²1*g22           [1]

qшн1= 6.28*30*10⁶*7.64*10^-12(0.116-0.01)-1²*0.26*10^-5= 0.15*10^-3 См            

 в базовой цепи:

qшн2=2  f пр Cэ (dэ -d)- m²2 *g11            [1]

qшн2 = 6,28*30*10⁶*7,64*10^-12(0,116-0,01)-0,68²*0,112*10^-3= 0,1*10^-3 См

Отсюда: Rш1= 1/ qшн1= 1/0,15*10^-3= 6,6 КОм          Rш2= 1/ qшн2= 1/0,1*10^-3= 10 КОм

Коэффициент усиления двухконтурного каскада на частоте настройки                                               Кдк =b / (1+b²)* m2 * |Y21| / (2  f пр Cэ dэ)           [1],              

где b = 1 - обобщенный параметр связи между контурами.

Кдк = 1/(1+1)*(0,68*3,81*10^-3)/(2*3,14*30*10⁶*7,64*10^-12*0,116)= 7,75

Поскольку Кдк< Куст, то усилитель устойчив и перерасчет коэффициентов включения не требуется.

Находим индуктивность контурных катушек: Lк=2,53*10¹⁰/ f пр² Cэ [1], где f пр =30*10³ КГц - частота настройки контура, равная промежуточной, Cэ =7,64 - эквивалентная емкость контура (в пФ),            

Lк=2,53*10¹⁰/(30*10³)²7,64 = 3,68 мкГн

Находим емкость конденсаторов настройки контуров, полагая емкость монтажа Cм = 4 пФ

Cк1= Cэ - m²1 C22- Cм                       Cк1 = 7,64 - 1,91*1 – 4 = 1,73 пФ

Cк2 = Cэ - m²2 C11- Cм                 Cк2 = 7,64 - 4,12*0,68² - 4 = 1,73 пФ

Разделительные емкости:     Cр 50/2  f прRвх

Cр 50/6,28*30*10⁶*400 = 660 пФ

В качестве конденсаторов Cк1 и Cк2  используем подстроечные конденсаторы типа КТ4-25 с пределами изменения емкости 0.4....2 пФ,а в качестве конденсаторов Cр используем конденсаторы типа К10-7В номиналом 680 пФ.

Схема каскада УПЧ и электрическая схема ИМС приведены на рис.6 и 7.