2014-02-24
1568
Предложим, что на вход нелинейной РТЦ действует гармоническое колебание частоты, а на выходе появляется качественно новое колебание другой частоты. Выясним:
1) каковы закономерности процесса нелинейного преобразования и его возможные результаты?
2) каковы способы оптимального использования этих результатов и области их применения?
В этом параграфе попытаемся ответить на первый вопрос, а в последующих − на второй. J
Процесс преобразования. Рассмотрим его применительно к функциональной схеме рис. 10.2, а На вход нелинейного элемента подано напряжение смещения, определяющее положение ТИР на нелинейном участке ВАХ, и гармоническое напряжение, охватывающее значительную часть этого участка и выходящее за пределы ВАХ.
Как видно из графика, положению ТИР в исходном режиме соответствует ток покоя, а в рабочем − нелинейном режиме − импульсы тока несинусоидальной формы, частоты. Как любую периодическую функцию, эти импульсы можно разложить в ряд Фурье на постоянную составляющую и совокупность гармоник:. Любая из составляющих этого спектра может быть выделена при помощи фильтра в виде напряжения.
При выпрямлении используется постоянная составляющая для выделения которой надо применять сглаживающий фильтр − ФНЧ, не пропускающий гармоник.
При амплитудном детектировании входное напряжение представляет собой АМС. В результате его преобразования в спектре тока возникает составляющая частоты модуляции, которую выделяет ФНЧ.
При нелинейном усилении используется ПФ, настроенный на частоту первой гармоники и активной НЭ, обладающий усилительными свойствами.
При умножении частоты ПФ настраивают на частоту одной из высших гармоник, при удвоении частоты на вторую гармонику, а при утроении − на третью.
Итак, любое из названных применений нелинейной РТЦ является следствием единого процесса − нелинейного преобразования гармонического колебания, который состоит из двух операций: искажения колебания НЭ, в результате которого в спектре возникает требуемая составляющая, и фильтрации этой составляющей.
Гармонический анализ. Данный анализ проводится для определения значений составляющих и и зависит от свойств НЭ и его режима. Результаты анализа дают возможность рассчитать и отрегулировать оптимальный режим НЭ. Процесс анализа можно разделить на следующие этапы.
1) аппроксимация ВАХ − замена реальной ВАХ идеализированной, которую можно описать относительно простым уравнением
2) математические преобразования, в ходе которых в уравнение аппроксимирующее ВАХ, подставляют модель сигнала (в нашем случае, а затем полученное выражение преобразует так, чтобы получить формулу ряда Фурье с коэффициентами и выраженными через напряжения, и параметры НЭ;
3) табулирование. Результаты анализа желательно представить в виде таблиц или графиков, которые могут быть легко использованы для расчета составляющих при решении широкого круга задач.
Аппроксимация ВАХ. Аппроксимирующие уравнения различны в зависимости от формы ВАХ. Ограничимся широко используемой аппроксимацией ВАХ степенным многочленом
.
Если, например, НЭ − триод, то − ток коллектора (анода, стока), − ток покоя при, − напряжение между базой и эмиттером (сеткой и катодом, затвором и истоком), − крутизна проходной ВАХ и ТИР (). Если известны коэффициенты то, подставляя в значения и вычисляя, можно построить аппроксимирующую ВАХ.
Кусочно-линейная аппроксимация. Если в уравнении (10.2) ограничиться первыми двумя слагаемыми, получим уравнение прямой:
которая, как видно из рис. 10.2, б, хорошо совпадает с ВАХ на ее линейном участке (утолщенный отрезок). Идеализированная ВАХ состоит из отрезков (кусков) прямой. На горизонтальном участке тока нет:. Крутизна ВАХ постоянна: называемое напряжением отсечки, сдвига или геометрического смещения, и началу восходящего участка идеализированной ВАХ по отношению к началу координат – (параметр НЭ).
На рис. 10.2, б показана так называемая "правая" ВАХ. Для нее (рис. 10.2, в).
Кусочно-линейная аппроксимация находит широкое применение при больших амплитудах, при которых в основном используются линейные участки ВАХ.
Аппроксимация квадратичной параболой. Такая аппроксимация оказывается достаточно точной для ВАХ многих НЭ, если амплитуда не выходит за пределы нижнего сгиба ВАХ − утолщенный участок на рис. 10.2, б. В этом случае. Крутизна ВАХ на этом участке линейно возрастает. Действительно,
. Положительная полуволна напряжения (напряжения возбуждения) открывает НЭ на время, в течение которого формируется косинусоидальный импульс тока Его максимальное значе ние − "высота" импульса – > а длительность принято оценивать углом отсечки.
Угол отсечки − это фазовый угол, соответствующий половине импульса. При
Эту формулу удобно использовать для отсчета угла по осциллограмме тока. Для этого надо подставить в (10.5) пропорциональное и число делений масштабной сетки (рис, 10.2, в).
В линейном режиме отсечки нет () и его называют также режимом колебаний / рода или режимом класса А. В нелинейном режиме и его называют режимом колебаний II рода. В зависимости от значения различают режимы классов: АВ (), В () и С ().
Коэффициенты ра:ыожения. Составляющие последовательности косинусоидальных импульсов зависят от их параметров:. Для того чтобы исключить зависимость от значения которого произвольны, используются относительные значения составляющих, называемые коэффициентами разложения косинусоидальных импульсов:
Коэффициенты постоянной составляющей и гармоник: и т.д., зависят от так как при любом его изменении во столько же раз меняется, а их отношение неизменно.
Графики функций А. И. Берга. Названные графики (рис. 10.2, в)построены по результатам расчетов, сведенным в таблицы. Расчетные формулы − это выражения для, полученные путем разложения косинусоидальной функции в ряд Фурье. Значения ал получены путем подстановки в эти формулы значений от до.
Расчет составляющих. Заданы и. По графикам А. И. Берга для заданного находят,,,..., а затем вычисляют
Пример: Определить составляющие если для биполярного транзистора известны, а на осциллограмме наблюдаются одно-полупериодггые импульсы:.
1. Угол отсечки.
2- Высота импульса
3. Коэффициенты разложения (по графику):.
4. Значения составляющих:
Анализ при квадратичной ВАХ. Пусть даны уравнение ВАХ
(10.8)
и модель сигнала (рис. 10.2, г). Произведем подстановку в (10.8). Учитывая, что, получаем выражение для частотного спектра тока
Спектр состоит из постоянной составляющей, первой и второй гармоник. Постоянная составляющая содержит два слагаемых: (ток покоя в исходном режиме) и которое пропорционально квадрату амплитуды и возникает в результате так называемого детекторного эффекта − возрастания среднего значения тока за счет такого искажения его формы, при котором положительные приращения к току больше отрицательных (см. графики на рис. 10.2, а). Первая гармоника формируется за счет линейного (первой степени) слагаемого (10.9). Вторая гармоника формируется за счет квадратичного (второй степени) слагаемого (10.9).
Отмеченные закономерности позволяют сделать следующие выводы, справедливые для многочлена любой степени:
1. Нечетные гармоники формируются за счет слагаемых аппроксимирующего уравнения (10.2) нечетных степеней, постоянная составляющая и четные гармоники − за счет четных.
2. Номер гармоники не выше показателя степени.
Из этих выводов вытекает правило (рис. 10.2, г). Если ВАХ − четная функция относительно ТИР, т. е. если и график симметричен относительно вертикальной оси, то при симметричном изменении спектр тока может содержать только постоянную составляющую и четные гармоники. Если функция нечетная, то спектр тока содержит только нечетные гармоники. Это правило можно использовать при анализе или синтезе схем, рассчитанных на выделение заданных составляющих спектра.
10.3. ВЫПРЯМЛЕНИЕ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Выпрямление − это нелинейное преобразование переменного напряжения в постоянное. Оно является частным случаем нелинейного преобразования гармонического колебания, когда его полезный продукт − постоянная составляющая. Выпрямители напряжения сети используются в качестве источников питания РЭО, а выпрямители радиочастотных сигналов − в качестве детекторов.
Однополупериодный выпрямитель. Это выпрямитель, работающий в течение одного полупериода переменного напряжения. Его схема (рис. 10.3, а)состоит из силового трансформатора Tp нелинейного элемента − диода VD и узла нагрузки. Обычно – это входное сопротивление потребителей постоянного тока. Совместно с оно образует простейший сглаживающий ФНЧ. Трансформатор Тр обеспечивает согласование выпрямителя с сетью и расчетную амплитуду входного напряжения. Предохранитель F − защиту от перегрузок. |
К основным показателям выпрямителя относятся: выпрямленные напряжение на нагрузке и ток, сопротивление нагрузки мощность в нагрузке и коэффициент передачи напряжения, амплитуда и коэффициент пульсации и, потребляемая мощность КПД частота сети.
Режимы работы. В исходном режиме, когда, диод закрыт, тока нет.
Режим холостого хода (XX) возникает при отключении. В этом режиме заряжен до амплитуды не имеет цепи разряда. Близкий к XX режим используется в так называемых пик-детекторах электронных вольтметров для измерения амплитудных значений напряжения.
Режим короткого замыкания (КЗ) возникает при. Положительные полуволны напряжения и2 открывают диод. Импульсы тока имеют максимальную высоту (график показан штриховой линией на рис. 10.3, а). Поэтому максимальная мощность выделяется в виде тепла на активных сопротивлениях диода и обмоток трансформатора. Этот режим является аварийным, так как может привести к расплавлению диода или одной из обмоток. Для предотвращения последствий КЗ служат элементы защиты. Простейший из них − плавкий предохранитель. Это тонкий провод, который должен расплавиться при КЗ и отключить выпрямитель от сети прежде, чем возникнет перегрев элементов схемы.
В рабочем режиме включение приводит к возникновению на нем импульсного падения напряжения которое минусом приложено к аноду диода. Напряжение на диоде уменьшается, так как оно равно, поэтому уменьшается и импульс тока – и. Режим становится безопасным.
Графически этот режим можно отобразить при помощи нагрузочной прямой. Точка − проекция положительной амплитуды в режиме КЗ, наклон НП зависит от (чем больше, тем положе НП), а точка пересечения ВАХ и НП соответствует вершине импульса и амплитуде смещенной влево на величину в рабочем режиме.
Конденсатор обеспечивает сглаживание пульсаций. Импульсы тока заряжают. Он разряжается через в паузах между импульсами, сохраняя ток и напряжение почти постоянными.
В установившемся режиме среднее значение и амплитуда пульсации постоянны, так как заряды, получаемые и отдаваемые, равны (см. графики на рис. 10.2, а). Выясним основные свойства выпрямителя в этом режиме.
Коэффициент передачи напряжения можно определить из векторной диаграммы на рис. 10.2, а. Если отобразить вектором, вращающимся со скоростью, то в момент запирания диода, когда, он повернут на угол. Значит, и в. (10.10)
Чем больше (положе НП) и меньше (круче ВАХ), тем ближе к нулю точка,меньше и больше. При. Зная, можно определить и коэффициент трансформации.
Если нестабильность, обусловленная изменениями или, превышает допуск, между выпрямителем и нагрузкой включают стабилизатор напряжения.
Пульсации напряжения приводят к паразитной модуляции сигналов в РЭО. Для уменьшения их амплитуды надо замедлить процесс разряда через, выбрав большую постоянную времени. Отсюда вытекает условие сглаживания
Это условие означает, что для всех гармоник создан режим, близкий к короткому замыканию. Чем мощнее выпрямитель, тем меньше тем большей должна быть емкость, которая может достигать сотен и тысяч микрофарад. Поэтому используют оксидные (электролитические) поляризованные постоянным напряжением конденсаторы. Заметим, что нарушение полярности приводит к пробою конденсатора (короткому замыканию).
Параметры диода выбирают из расчета на номинальное и максимальное значения тока. При и. Обратное напряжение выбирают с трехкратным запасом, так как при, а.
Недостатки схемы очевидны. Это, во-первых, малый выпрямленный ток (при), во-вторых, глубокие пульсации. Причина этого − короткие импульсы тока и длинные паузы между ними. Поэтому однополупериодная схема применяется в маломощных (до 10 Вт) выпрямителях.
Совершенствование схемы выпрямителя. Попробуем "изобрести" более совершенную схему выпрямителя, решив небольшую учебную проблему.
Исходная ситуация. Дан однополупериодный выпрямитель (рис. 10.3, а), известны его свойства, недостатки (мал ток, велика пульсация) и их причина (короткие импульсы тока и длинные паузы между ними).
Конечным результатом решения проблемы должна быть схема выпрямителя, обеспечивающая увеличение в 2 раза тока и уменьшения в 2 раза амплитуды пульсации по сравнению с исходной.
Технические требования в искомой схеме предъявим в виде графика тока (рис. 10.3, б), который отличается от исходного удвоенной частотой повторения импульсов. Поэтому среднее значение тока за период возрастает в 2 раза, а амплитуда вдвое уменьшается (так как сокращается продолжительность и глубина разряда).
Поиск технического решения. По-видимому, простейшая идея − это совместная поочередная работа двух однополупериодных выпрямителей на общую нагрузку. Начнем с вольт-амперной характеристики искомой схемы. Для того чтобы импульсы токов двух диодов (рис. 10.3, 6) имели одинаковые направления и следовали друг за другом через полупериод, надо так совместить их ВАХ, чтобы оси токов совпали, а оси напряжений были направлены встречно. Тогда диоды будут открываться поочередно положительной и отрицательной полуволнами и для выпрямления будут использованы оба полупериода. Такая V-образная ВАХ показана на рис. 10.3, б.
Теперь доработаем исходную схему (рис. 10.3, а) так, чтобы ее ВАХ стала V-образной. Для того чтобы в нагрузке токи совпали по направлению, катод диода соединим с катодом (см. рис. 10.3, б). Для противофазного возбуждения диода по отношению к будем использовать напряжение на нижней по схеме половине вторичной обмотки трансформатора. Полученная схема называется двухфазной двухполупериодной, потому что она состоит из двух противофазно возбуждаемых однополупериодных схем.
Анализ процесса. Проверим выполнение технических требований. Поскольку V-образная характеристика является четной, то спектр тока должен состоять из четных гармоник и постоянной составляющей.
что и требовалось подтвердить.
В нагрузке цени постоянной и переменной составляющих разделяются: состоит из четных гармоник. Поскольку в данном случае первая гармоника подавлена, то для второй уменьшается в 2 раза. Этим объясняется уменьшение пульсаций при неизменной емкости.
Характерные неисправности, приводящие к выходу из строя выпрямителя, − это короткое замыкание или обрыв. Признак КЗ − перегорание предохранителя. Возможные причины: замыкание в нагрузке, пробой, пробой диодов, межвитковое замыкание в трансформаторе.
Признаки обрыва в цепи нагрузки − прекращение тока или повышенное (до амплитуды ) напряжение. При обрыве в цепи однополупериодного выпрямителя (по схеме − левее), а в одном плече двухполупериодного уменьшается вдвое. Обрыв приводит к резкому увеличению фона.
10.4. ДЕТЕКТИРОВАНИЕ РАДИОСИГНАЛОВ
Детектирование (демодуляция) − это нелинейное преобразование радиосигнала в управляющий сигнал. Оно также является частным случаем нелинейного преобразования, когда воздействие − модулированное колебание, а отклик − модулирующее.
Амплитудный детектор. Амплитудный детектор (АД) предназначен для преобразования АМС в управляющий сигнал, форма которого соответствует огибающей АМС.
При детектировании, как и при любом нелинейном преобразовании, необходимо, во-первых, исказить АМС так, чтобы в спектре возникла составляющая частоты управляющего сигнала (УС), а во-вторых, выделить ее в узле нагрузки.
Схема диодного детектора. Эта схема (рис. 10.4, а) представляет собой однополупериодный выпрямитель РЧ колебаний. Ее отличия: применение радиочастотных трансформатора и диода, связанное с повышением частоты, применение разделительного конденсатора, через который передается переменное напряжение УС и не передается постоянное.
Процесс детектирования иллюстрируется временными и спектральными диаграммами на рис. 10.4, а.
Выпрямление преобразует АМС в модулированные импульсы. Их спектральный состав сложен. При отсутствии модуляции их ампли туда не меняется и спектр содержит постоянную и гармонические составляющие. При модуляции все эти составляющие изменяются в соответствии с УС. В спектрах гармоник появляются боковые полосы, а среднее значение тока пульсирует с частотой УС.
Фильтрация УС обеспечивается выбором элементов и узла нагрузки. Сопротивление резистора выбирают порядка единиц − десятков килоом. Такие значения поэтому, а. Емкость конденсатора выбирают из двух условий:
1) условие сглаживания радиочастотных колебаний, которое выполняется, если, нулевому смещению соответствует однополупериодный режим, прямому − режимы и, обратному − режим. В схеме рис. 10.5, а смещение обратное, поэтому в исходном режиме (при) БТ закрыт.
Входной переход БТ (база−эмиттер) управляет токами. В нелинейном режиме БТ открыта часть периода, в течение которой (см. графики на рис. 10.5, а). По отношению к в режимах вход БТ работает как однополупериодный выпрямитель. Импульсы токов одинаковы по форме и длительности, но меньше в (коэффициент передачи тока) раз: Поэтому составляющие тока базы или.
Цепь постоянной составляющей замыкается через источник. Если, то его полярность встречна по отношению к току, он является нагрузкой выпрямителя и на его сопротивлении расходуется мощность
Остаток мощности рассеивается на переходе
При прямом смещении переход открыт и
Цепь переменных составляющих замыкается через. Источником первой гармоники является возбудитель, а остальных − переход. Фильтр аналогичен
Коэффициент усиления мощности ГВВ
Этот показатель желательно увеличить. Он имеет смысл, когда. Для ГВВ на БТ это условие всегда выполняется. При использовании НЭ с левыми ВАХ возможен так называемый буферный режим, когда.
Процесс усиления. В исходном режиме БТ закрыт, так как, а. В рабочем режиме БТ открывается положительными полуволнами напряжения и возникают косинусоидаль-ные импульсы токов. Поскольку ПРК настроен на частоту первой гармоники, он оказывает ей максимальное и активное сопротивление. Поэтому напряжение на контуре с амплитудой создает практически только первая гармоника, и оно имеет неискаженную гармоническую форму. Следовательно, искажение импульсного тока устраняется методом фильтрации первой гармоники при помощи ПРК (см. рис, 10.5, а).
При настроенном ПРК напряжение противофазно по отношению к. Действительно, в момент, когда действует и ток все гармоники имеют положительные амплитуды и, складываясь с, образуют. Поэтому первая гармоника имеет значение и направлена через ПРК снизу вверх (как и создавая на напряжение – "минусом" обращенное к коллектору и вычитаемое из. Следовательно, когда на базе действует, на коллекторе действует противофазное ему. Как увидим, именно в этой противофазности заложена причина преобразования мощности в
Энергетические показатели. Выясним зависимости энергетических показателей выходной цепи усилителя мощности (УМ) от ее режима.
Выходная мощность где − коэффициент использования напряжения источника питания. При выбранных для данного БТ значениях и. Как видно из графиков А. И. Берга (рис. 10.5, б), соответствует углу.
Коэффициент полезного действия. Поскольку. При колебаниях I рода (линейный режим класса) и. В этом недостаток линейного режима. Менее половины мощности преобразуется в, а остальная − в тепло.
При колебаниях II рода (нелинейный режим). По мере уменьшения отношение растет от 1 до 2 и КПД повышается. Так, в режиме класса, а КПД. Теперь только мощности превращается в тепло, а "идет в дело".
Сравнение режимов проведем для двух условий:
1) задана выходная мощность. По мере уменьшения растет и уменьшаются и. Режим становится более экономичным и понижается температура БТ;
2) задана мощность рассеивания. В этом случае. Чем меньше и выше, тем большую мощность можно получить от усилителя в безопасном тепловом режиме. Расчет даст следующие максимальные значения для углов отсечки 180, 90 и 60° соответственно: и;
Результаты сравнения для режимов в виде диаграмм показаны на рис. 10.5, б.
Стремление реализовать эти возможности, особенно в бортовых транзисторных РПДУ, вполне обоснованно, так как единичная мощность генераторных транзисторов невелика − десятки ватт. Однако на этом пути существуют ограничения. Во-первых, при уменьшении уменьшаются и. Для сохранения, а тем более увеличения надо увеличивать высоту импульса. Это возможно до тех пор, пока постоянная составляющая не достигнет предельного для данного НЭ значения. Во-вторых, для уменьшения и одновременного увеличения требуется резко увеличить. Но это может привести к пробою входного перехода, если превысит допустимое значение, которое для БТ не превышает 2...5 В. Это напряжение для полевого транзистора составляет 10...30 В, а для ламп еще выше.
Умножение частоты. Умножение частоты (УЧ) отличается от усиления мощности только тем, что контур в схеме ГВВ на рис. 10.5, а настроен в резонанс на одну из высших гармоник. Она и выделяет на контуре максимальное напряжение. Графики на рис. 10.5, а соответствуют удвоению частоты. Как видно из графиков А. И. Берга на рис. 10.5, б, максимальным значениям и мощности соответствуют оптимальные значения угла отсечки
Поскольку вершины графиков лежат на одной прямой, а значит, и. Поэтому и КПД снижается до.
В схемах УЧ на БТ используют, так как при и при допустимых значениях трудно обеспечить малые углы и достаточную мощность.
Уменьшение мощности и КПД УЧ по сравнению с УМ объясняются тем, что импульсы тока питают контур не каждый период, а через период при удвоении, через два − при утроении частоты и т. д.
Преобразование энергии в ГВВ. Можно ли добиться дальнейшего повышения эффективности режима ГВВ? Для ответа на этот вопрос рассмотрим подробнее процессы преобразования энергии. Электрическая энергия ИП затрачивается на разгон электронов в НЭ, т. е. превращается в их кинетическую энергию. Обратное превращение части кинетической энергии в энергию электромагнитных колебаний (ЭМК) в контуре происходит, когда электроны теряют часть скорости, попадая в тормозящее электрическое поле, создаваемое отрицательной полуволной напряжения. Энергия, потерянная при торможении, передается тормозящему полю, т. е. идет на увеличение амплитуды ЭМК, а в установившемся режиме − на компенсацию потерь. При положительной полуволне поле становится ускоряющим и происходит обратное превращение энергии. Энергетический баланс будет положительным, если в тормозящем поле окажется больше электронов, чем в ускоряющем. Теперь становится понятной роль противофазности между и. Благодаря ей максимальному току соответствует амплитуда тормозящего напряжения.
Понятно становится и преимущество нелинейного режима. В этом режиме импульс тока совпадает с тормозящим полем (см. графики рис. 10.5, а), а в ускоряющем поле при положительной полуволне электронов нет, так как благодаря отсечке транзистор закрыт и обратного перехода энергии не происходит.
Далее, если уменьшать и увеличивать,то возрастает число электронов, сконцентрированных в наиболее сильном тормозящем поле − вблизи –. Эффективность взаимодействия повысится, возрастут.
Понятие о ключевом режиме. Теперь, когда закономерность выяснена, можно сделать следующий шаг. Подумаем, какую форму должны иметь импульсы тока и напряжения для того, чтобы наиболее эффективное взаимодействие продолжалось весь отрицательный полупериод, а обратного взаимодействия не было? Да, конечно, это должны быть прямоугольные колебания типа "меандр". Такой режим работы называется ключевым (режим К на рис. 10.5, б). Это название связано с работой НЭ, выполняющего функцию ключа с очень малым сопротивлением, который замкнут в течение отрицательного полупериода ек и разомкнут в течение положительного.
Выясним вначале, каковы показатели усилителя в этом режиме, а затем, как его можно осуществить.
Показатели ключевого режима (КР) рассмотрим для идеального случая, когда ток и напряжение изменяются от нуля до максимальных значений, в изменение происходит мгновенно. В этих условиях. Действителыю, при коллектор не нагревается. Следовательно, вся потребляемая мощность преобразуется в колебательную мощность всех гармоникспектра электронный КПД! Это разумеется, не означает, что вся мощность преобразуется в полезную, так как используются не гармоники. Сопоставим КР с гармоническим режимом класса по достижимой мощности первой гармоники.
Будем считать заданными предельные для транзистора значения, а значит, и. В любом режиме Для режима. Для режима в была получена формула амплитуд нечетных гармоник. Для, принимая (рис. 10.5, в), получаем. Окончательно. Если принять для КР, учитывая, что реально, и сопоставить эти режимы при заданной мощности то, подставив в формулу значения КПД, получим отношение.
Итак, ключевой режим усиления вдвое эффективнее режима по колебательной мощности. Потому он находит широкое применение в транзисторных РПДУ и, в частности, в бортовых.
Теперь займемся реализацией режима. Попытаемся это сделать в схеме резонансного УМРЧ (рис. 10.5, а). Увеличивая амплитуду будем измерять амплитуду, которая, начиная с некоторого порогового значения, будет оставаться постоянной.
Ограничение снизу достигается за счет отсечки, а сверху − за счет насыщения. При насыщении, когда, а, ток не растет при увеличении так как ослабевает ускоряющее поле, создаваемое напряжением, по сравнению с полем и происходит перераспределение носителей заряда в пользу тока базы.
В этом режиме можно получить импульсы тока, по форме близкие к прямоугольным, но напряжение останется гармоническим, так как ПРК выделяет только первую гармонику. Режим широко применяется, в частности, в амплитудных ограничителях ЧМС для устранения сопутствующей AM.
Ключевой режим возможен в АО с апериодической нагрузкой, на которой выделяется напряжение всех гармоник спектра, и поэтому меандр воспроизводится без искажений. При использовании КР в выходном каскаде РПДУ возникает проблема фильтрации первой гармоники, которая поступает в антенну, и поглощения энергии высших гармоник. Это достигается в схеме рис. 10.5, в за счет применения ФНЧ и ФВЧ. Через ФНЧ первая гармоника поступает в нагрузку, например в антенный фидер. Через ФВЧ высшие гармоники поступают на резистор, поглощающий их энергию. Отсутствие в спектре четных гармоник способствует улучшению фильтрации.
Двухтактная схема. Нелинейное усиление, улучшая энергетические показатели, вносит искажения, которые в ГВВ устраняются за счет частотной фильтрации. А что происходит в усилителе мощности звуковых частот (УМЗЧ) или другом широкополосном усилителе? Использовать узкополосный фильтр нельзя, так как возникнут сильные частотные искажения. При использовании в качестве широкополосной СЦ трансформатора через него проходят гармоники, т. е. сохраняются нелинейные искажения (рис. 10.6, а)и возникает проблема их устранения.
Разработку схемы начнем с построения графика импульсного тока УМЗЧ для режима Л В (импульсы положительной полярности на рис. 10.6, б). Поставим вопрос так: если применить еще один такой же усилитель, то как надо расположить график его импульсного тока по отношению к исходному, чтобы искажения взаимно скомпенсиро вались? Как видно из рис. 10.6, б, для этого надо, чтобы импульсы были направлены встречно и возникали поочередно. При выполнении этих условий разность токов равна ВАХ двух БТ, удовлетворяющие этим требованиям, и ВАХ схемы (тока, на которые симметричная схема не реагирует, так как или в нашем случае что и требуется.
Графики рис. 11. 2, в соответствуют модуляции без искажений, если нижний сгиб ВАХ квадратичен и ТИР не выходит за его пределы. В этом случае также отсутствует вторая гармоника несущего колебания (см. рис. 11.2, б), так как оно не искажается. Эти достоинства и обусловили широкое применение параметрической AM в измерительных ГРЧ, а также в тех РПДУ, где AM осуществляется при малых амплитудах, а затем АМС усиливается (например, "Микрон", "Ядро").
Недостатки − малая мощность и низкий КПД, так как режим линейный, а ток мал.
Нелинейный режим (рис.11.2. г), обеспечивающий более высокие энергические показатели и широко используемый в оконечных и предоконечных каскадах РПДУ, можно получить в той же схеме, если выбрать смешение и амплитуды так, чтобы огибающая положительных амплитуд целиком охватывала линейный участок ВАХ, а отрицательные полуволны отсекались. В этом случае. В силу линейности рабочего участка ВАХ и для неискаженной модуляции надо обеспечить т. е.. Как видно из графика рис. 11.2, г,,этому условию соответствует интервал значений, при которых энергетические достоинства нелинейного режима проявляются не в полной мере. Вторым недостатком данной схемы является ограничение коэффициента модуляции значениями, превышение которых сопряжено с искажениями в результате выхода огибающей за пределы линейного участка ВАХ. Эти недостатки устраняются при модуляции на коллектор.
Балансный модулятор. Балансный модулятор (БМ) используется для получения ДПС без несущего колебания. Он находит широкое применение как промежуточный этап при формировании ОПС и ФМС, а также при синтезе АМС путем сложения управляющего ДПС с опорным НК, применяемы в АРК и радиопеленгаторах.
Общий подход к разработке компенсационных схем у нас уже выработался. Для этого надо совместить две одинаковые исходные схемы так, чтобы на выходе те составляющие спектра, которые требуется подавить, оказались в нротивофазе и взаимно скомпенсировали друг друга, а те, которые надо выделить, совпали по фазе и складывались. В данном случае исходными должны быть схемы AM, подавленными должны оказаться НК, а выделенными − нижние и верхние боковые колебания. Обычно схемы БМ работают при низких уровнях сигналов и в них используются пассивные НЭ − диоды. Как уже известно, балансная схема должна состоять из двух симметричных плеч. Выясним фазовые соотношения.
При отсутствии модуляции на входы плеч действует только НК. Если подать НК ()на входы плеч синфазно (параллельно) (рис. 11.2, д),а выходные цепи соединить по двухтактной схеме, то по отношению к НК схема окажется сбалансированной, так как положительные полуволны будут одновременно открывать оба диода и равные токи. Это относится ко всему спектру НК и к шумам генератора НК.
При модуляции на входы плеч надо подать УС так, чтобы на выходе токи боковых частот АМС и имели одинаковые направления, а для этого с учетом их встречного направления в нагрузке они должны быть про модулированы противофазно.
Действительно, если вычесть противофазно промодулированные AM токи, то получим
Поэтому схема включения управляющего сигнала − двухтактная. Конденсаторы обеспечивают связь по несущей частоте, минуя высокоомную обмотку НЧ трансформатора.
Графики токов плеч в первичной обмотке отличается от графика тем, что ток существует только во время положительных нолупериодов НК и прерывается во время отрицательных, когда диоды закрыты. Это объясняется тем, что при роль НК сводится к управлению диодами.
Спектр тока и напряжения на выходе можно охарактеризовать, учитывая свойства схемы. Желательно, чтобы все побочные колебания с частотами (за исключением, разумеется, самого ДПС с частотами были подавлены на выходе.
По отношению к спектру схема сбалансирована, и он подавляется. По отношению к схема двухтактная (нечетная), поэтому подавляются частоты при четных значениях. На выходе сохраняются гармоники, при нечетных, которые при определенных условиях могут совпадать с частотами ДПС данного или соседних каналов. Поэтому их подавление целесообразно.
Кольцевой модулятор. Кольцевой модулятор (КМ) или двойной балансный (рис. 11.2, е)состоит из двух БМ, работающих поочередно и включенных встречно. Первый (на диодах, рассмотренный выше, работает в положительные полупериоды; второй (на диодах ) работает в отрицательные полупериоды.
В момент переключения схем направление тока и полярность напряжения меняются на обратные. Поэтому огибающие с частотой иротивофазны, компенсируют друг друга и схема оказывается сбалансированной по отношению ко всему спектру сигнала. Спектр выходного напряжения КМ содержит только частоты с нечетными номерами. Это наиболее "чистый" спектр, вероятность проникновения побочных частот в спектр
ДПС минимальна. Поэтому КМ находит широкое применение.
Формирование ОПС из ДПС возможно фильтровым, компенсационным и другими методами. В бортовых РПДУ ОПС "Микрон" и "Ядро" применен первый метод (рис. 11.2, е). Задача фильтрации ОПС осложняется тем, что расстройка между НБП и ВБП очень мала (например, в случае ТЛФ сигналов), а подавление неиспользуемой БП требуется значительное (например, 60 дБ). Это одна из тех технических трудностей, которые длительное время сдерживали освоение однополосной радиосвязи и стимулировали совершенствование ПФ. В бортовых РПДУ успешно используются ЭМФ, настроенные на 500 кГц с полосой пропускания 3400 − 300 = 3100 Гц.
