Схемотехника элементов серий ТТЛ

8.1.1 Основные принципы построения схем

Логическую функцию в элементе ТТЛ выполняет многоэмиттерный транзистор (рисунок 8.1, а). Ко входу логического элемента присоединен управляющий переключатель S1, движок которого может занимать два положения — В и Н. В положении В на вход поступит напряжение высокого уровня, т. е. питающее напряжение U_и.п, в положении Н — напряжение низкого уровня, соответствующее нулю потенциала (потенциал общей шины - земли). Если на вход (рисунок 8.1, а) подано низкое напряжение, появляется входной стекающий ток низкого уровня : от провода питания U_и.п = 5 В через базовый резистор R _б, через переход база — эмиттер транзистора VT1, далее через контакт Н переключателя S1 на землю. Величину базового тока = I_б = (U_и.п – U_БЭ)/ R _б нормирует резистор R_б. В скоростных и экономичных микросхемах номиналы R _б взаимно отличаются в 15 раз.

а — путь входного тока; б — путь входного тока при нескольких входах; в — токи в транзисторе VT1 при высоком входном уровне; г — токи в простейшем инверторе

Рисунок 8.1 - К пояснению работы входа ТТЛ с многоэмиттерным транзистором

На рисунке 8.1, б показан транзистор VT1 с тремя эмиттерами Э1 — Э3 (два из них не присоединены). Уровень тока логического элемента соответствует предыдущему случаю. Более того, если все три эмиттера, т. е. логических входа DD1, соединить вместе, ток практически не изменится. Таким образом, неиспользуемые входы можно оставлять разомкнутыми. Если заземлен хотя бы один из входов элемента ТТЛ (рисунок 8.1, б), смена логических уровней на остальных входах не влияет на выходное напряжение U_вых.

В обеих схемах (рисунок 8.1, а, б) U_вых = 0. Когда хотя бы один эмиттер у транзистора VT1 заземлен, ток ≈ I_б течет на землю по пути с малым сопротивлением, т. е. через переход база — эмиттер и переключатель S1. Переход база — коллектор транзистора VT1 открыться не может, так как на нем нет избыточного напряжения более 0,7 В = U_БЭ.

Переведем движок переключателя в положение В (рисунок 8.1, в). Теперь переход эмиттер — база транзистора VT1 будет закрыт, так как нет разности потенциалов между эмиттером и базой, поскольку эти электроды присоединены к общему проводу питания. От положительного полюса источника питания U_и.п = 5 В на вход I поступает лишь входной ток утечки высокого уровня , не превышающий при нормальной температуре нескольких наноампер и направленный "навстречу" эмиттерной стрелке, указывающей проводимость транзистора (напомним, что токи протекают в цепях от высокого потенциала к низкому).

Большой по величине ток базы I_б теперь течет через открытый переход база — коллектор (т. е. вправо на рисунке 8.1, в), а затем через резистор нагрузки R_н к нулевому потенциалу. На коллекторе VT1 появляется напряжение высокого уровня:

(8.1)

Таким образом, на рисунке 8.1, в показан одновходовой элемент ТТЛ, не изменяющий фазу входного сигнала. Когда на вход I подается напряжение низкого уровня Н, на выходе Y будет также напряжение низкого уровня, а входному сигналу высокого уровня В будет соответствовать выходное напряжение высокого уровня U_вых > 0. Такой элемент назовем неинвертирующим. Напомним, что здесь активное, включающее— входное напряжение низкого уровня, когда через управляющий переключатель S1 на землю стекает большой входной ток . Например, для стандартных элементов ТТЛ (основа серии К155) ток одного входа = 1,6 мА.

Для инвертирующего логического элемента входные и выходные напряжения высокого и низкого уровней взаимно противоположны: В и Н, Н и В. На рисунке 8.1, г показана простейшая схема инвертора ТТЛ. Здесь к предыдущей схеме добавлен транзистор VT2, который «переворачивает» фазу выходного напряжения. Если от переключателя S1 на вход I поступает напряжение высокого уровня В, оконечный транзистор VT2 насыщается базовым током I_б и выходное напряжение низкого уровня на его коллекторе U_вых становится близким к нулю, точнее, не превышает 0,3 В. Это наибольшее значение напряжения насыщения коллектор — эмиттер для кремниевого транзистора VT2.

Инвертор (рисунок 8.1, г) является основой микросхем, выходы у которых имеют открытые коллекторы (резистор R_н в схеме элемента отсутствует и коллектор VT2 выводится без связи с другими элементами – "открытым"). Такой элемент широко применяется самостоятельно. Для обозначения логической функции — инверсии применяют специальные знаки. На принципиальной схеме кружком отмечается тот вход или выход, где сигнал претерпевает переворот фазы. Черта инверсии ставится над буквенным мнемоническим обозначением данного вывода. К примеру, — инвертирующий вход, — инвертирующий выход. Черта инверсии ставится и над символом команды или ее мнемоническим обозначением, например, , т. е. . Этим знаком отображается взаимная противоположность операций. Входы, имеющие активным входное напряжение низкого уровня , следует отметить знаком инверсии. На рисунке 8.1, г показан импульсный усилитель с инверсией по выходу.

Основная масса элементов ТТЛ снабжена двухтактным выходным каскадом (рисунок 8.2, а), состоящим из выходных п-р-п -транзисторов: насыщаемого (VT5) и составного эмиттерного повторителя (VT3, VT4). Такой каскад называется квазикомплементарным в отличие от комплементарного, составленного из пары п-р-п и р-п-р транзисторов. Транзистор р-п-р оказался неоправданно сложным технологически для цифровых микросхем. Для раздельного управления выходными п-р-п транзисторами необходим промежуточный каскад, который называется расщепителем фазы входного сигнала. На рисунке 8.2, а расщепитель фазы состоит из транзистора VT2 и резисторов R2, R3. Каскад имеет два выхода: коллекторный и эмиттерный, импульсы на которых противофазны. Выходные транзисторы, включаемые поочередно, аналогичны перекидному тумблеру: на нагрузку можно включить напряжение высокого выходного уровня, или низкого.

Выход логического элемента DD1, обозначенный , подключается к низкому потенциалу, т. е. заземляется через насыщаемый транзистор VT5 и получает высокий выходной потенциал от эмиттера составного транзистора УТЗ, VT4. Инверсия входного сигнала I отображена на выходе символом . Чтобы доказать, что на рисунке 8.2, а изображен инвертор, присоединим на вход I переключатель S1 (рисунок 8.2, б), и подадим на его вход напряжение низкого уровня. уровня появляется на нагрузке R_H от эмиттера транзистора VT4.

а — схема инвертора; б — распределение токов и напряжений при низком входном логическом уровне; в — то же при высоком входном уровне

Рисунок 8.2 - Токи и напряжения в инверторе ТТЛ.

Транзистор VT1 не может дать базовый ток I_б транзистору VT2 (см. рисунок 8.2, а), и транзистор VT2 находится в разомкнутом состоянии (на рисунке 8.2, б разомкнутый транзистор VT2 условно не показан). Однако резистор R2 присоединен к проводу питания U_ип = 5 В, поэтому выходное напряжение высокого.

Статическое выходное напряжение высокого уровня для логического элемента:

(8.2)

Заметим, что транзистор VT3 — эмиттерный, повторитель. Он не может перейти в состояние насыщения и поэтому минимальное напряжение усилительного режим U_KБ для транзистора VТ3 не падает ниже 0,7...1 В. Если учесть, что для транзисторов без переходов Шотки напряжение U_БЭ = 0,7 В, получаем ≥ (5 – 1 – 1,4) = 2,6 В при стандартном напряжении питания U_ип = 5 В. Падение напряжения на резисторе R4, ограничивающем ток короткого замыкания в выходном каскаде, в первом приближении не учитываем.

Для транзисторов с переходами Шотки напряжение на р-п переходе меньше и составляет 0,2...0,3 В. Следовательно, напряжение высокого уровня для перспективных элементов ТТЛ несколько выше и достигает 3,5 В.

Эмиттерный повторитель (ЭП) — усилительный каскад с отрицательной обратной связью. Следовательно, величина вытекающего эмиттерного тока будет определяться его выходным сопротивлением R_выхЭП. Для схемы на рисунке 8.2, б R_выхЭП = R2 / (B+l) + φ_т / . Здесь R2 — коллекторный резистор нагрузки транзистора-фазорасщепителя; (В+1) — полный коэффициент усиления транзистора по току. В данной схеме В = I_k/I_Б для составного транзистора VT3 и VT4 определяется как произведение: В ≈ ВЗ • В4. Напомним также, что φ_т — температурный потенциал (φ_т = 26 мВ для температуры 300 К), — вытекающий выходной ток высокого уровня логического элемента.

Например, если R2 = 8 кОм, В = 1000, φ_т = 26 мВ, то при = 5 мА, получим R_выхЭП = 8 + 5 = 13 Ом. В этой сумме пересчитанный на выход номинал резистора R2, который служит сопротивлением источника сигнала для ЭП, т. е. слагаемое 8 Ом больше, чем собственное выходное сопротивление эмиттерного перехода транзистора VT4, равное 5 Ом. На рисунке 8.2, б параллельно нагрузочному резистору R_H включена емкость С_пар, символизирующая нагрузочную паразитную емкость. Для печатной платы — это погонная емкость проводящей дорожки, помноженная на ее длину. Если С_пар = 100 пФ, то время нарастающего положительного перепада выходного импульса составит t^1,0= 2,2 R_выхЭП С_пар, т. е. примерно 3 нс. Следует учесть, что поступающий от транзистора VT4 импульсный ток заряда емкости С_пар велик, однако вытекающий статический ток высокого уровня мал, поскольку обслуживаемые входы последующих элементов ТТЛ имеют малые входные токи высокого уровня (см. рисунок 8.1, в).

В схеме на рисунке 8.2, б к выходу инвертора DD1 подключен элемент — нагрузка ТТЛ DD2, на вход которого будет поступать незначительный входной ток (от эмиттера VT4) высокого уровня, т. е. ток утечки входа
<< .

Подадим на вход логического элемента DD1 напряжение высокого уровня. Для этого в схеме на рисунке 8.2, в переведем движок переключателя S1 в положение В. Транзистор-фазорасщепитель VT2 получит теперь базовый ток I_Б от коллектора VT1 и поэтому откроется. Часть его эмиттерного тока I_э поступит в базу оконечного транзистора VT5. Этот транзистор перейдет в состояние насыщения, т. е. откроется. Выходной вывод логического элемента DD1 окажется подключенным к общей шине питания — земле.

Внутреннее сопротивление промежутка коллектор — эмиттер r_кэ для насыщенного транзистора VT5 реально составляет 30...50 Ом, а выходное напряжение насыщения для кремниевого транзистора U_КЭнас = 0,3 В. Это выходное напряжение низкого уровня для элемента ТТЛ .

Паразитная емкость С_пар разряжается до низкого логического уровня через низкоомный насыщенный транзистор VT5. Длительность процесса разряда определяет время отрицательного перепада выходного импульса:

t^0,1 = 2,2 r_кэ C_пар.

Транзистор VT5 проектируется так, чтобы он мог надежно пропускать большие статические стекающие выходные токи низкого уровня . Чем больше допустимое значение этого тока, тем выше нагрузочная способность элемента ТТЛ. Нагрузочную способность принято оценивать числом входов элементов-нагрузок, каждый из которых должен надежно переключиться. Учтем, что значение активного стекающего входного тока низкого уровня для элемента ТТЛ велико. На рисунке 8.2, в к выходу присоединены три входа элементов-нагрузок DD2 — DD4; если это элементы серии KI55, то = 3 = 3•1,6 = 4,8 мА.

В схеме инвертора ТТЛ на рисунке 8.2, а присутствуют два вспомогательных элемента: диод VD1, защищающий вход от пробоя, и резистор R4, ограничивающий в выходном каскаде так называемый сквозной ток короткого замыкания транзисторов VT4 и VT5. Интересно, что в самых первых элементах ТТЛ диоды защиты входов отсутствовали. Однако реально оказалось, что длинные проводники печатных плат большого формата накапливают большие паразитные заряды. Эта энергия дает на входе элемента отрицательные импульсы напряжения (при значительной величине тока). Диод VD1 поглощает паразитную энергию и тем самым защищает эмиттер транзистора VT1 от пробоя.

Как было показано ранее, транзисторы VT4 и VT5 отдают и принимают выходной ток поочередно. Однако во время формирования выходных перепадов есть момент, когда оба транзистора выходного каскада ТТЛ одновременно открыты (можно сказать, полуоткрыты), поскольку один из транзисторов не успел полностью закрыться, а другой — открыться. По-другому, VT4 и VT5 находятся оба в линейном режиме. Если считать, что суммарное сопротивление между их коллекторами и эмиттерами в этот момент составит 100...200 Ом, то без ограничивающего резистора R4 импульс тока короткого замыкания от источника питания U_ип = 5 В достигнет 25...50 мА. Если импульсные перепады будут следовать часто, выходные транзисторы быстро перегреются. Резистор R4 принимает на себя значительную часть этой мощности и защищает выходные транзисторы от перегрева.

Импульсы тока короткого замыкания, наводящие большие помехи в шинах питания — один из самых существенных недостатков схемотехники ТТЛ. Для уменьшения их влияния в цепях питания на печатной плате следует устанавливать керамические конденсаторы развязки с номиналами 0,1 мкФ и более.

Прежде чем изучить варианты элементов ТТЛ, рассмотрим, как определяются некоторые импульсные параметры. На рисунке 8.3, а показаны входной и выходной импульсы инвертора, а на рисунке 8.3, б дано их взаимное расположение по времени, причем показано, что выходной импульс U_вых существенно задержан относительно входного U_вх. На графиках отмечено пять временных отрезков: длительности положительного t^0,1 и отрицательного t^1,0 выходных перепадов, два времени задержки распространения (при включении и при выключении ), а также так называемое среднее время задержки распространения выходного сигнала t_зд.р._ср. Для элементов ТТЛ первоначальной разработки интервалы времени и были значительны из-за глубокого насыщения, в которое попадают при переключении импульсные транзисторы. На рисунке 8.3, в показано, что эти параметры отсчитываются от средних уровней импульсов U_cp. Напряжение U_cp для элементов ТТЛ без переходов Шотки равно 1,3 В, с переходами Шотки — 1,5 В.

Более общий параметр - среднее время задержки распространения выходного сигнала t_зд.р._ср - это полусумма и . На рисунке 8.3, б - это интервал между серединами импульсов. Параметр t_зд.р._ср позволяет сравнивать быстродействие любых логических элементов.

а — фазы сигналов инвертора; б —.определение среднего времени задержки распространения сигнала; в — то же для задержки логических перепадов

Рисунок 8.3 - К определению импульсных параметров ТТЛ

Время задержки распространения при включении соответствует времени заряда емкости входной цепи логического элемента. Пока входная емкость не зарядится и не будет превышен порог открывания транзистора U_БЭ ≥ 0,7 В, он не откроется. Аналогично время определяется скоростью разряда входной емкости: входной сигнал уже окончился, но выходной еще не нарастает, поскольку необходимо время для стекания избыточного заряда во входной цепи. Свести к минимуму интервалы и можно, если ограничить транзисторам базовый ток насыщения.

Стимулом развития схемотехники и технологии изготовления микросхем ТТЛ за последнее двадцатилетие было, прежде всего, стремление сократить эти интервалы времени. Если они будут малы, выходной импульс U_вых, показанный на рисунке 8.3, б, запоздает мало и среднее время задержки распространения сигнала принципиально сократится. Времена нарастания и спада перепадов выходного импульса и определяются, в конечном счете, величиной выходного коллекторного тока и паразитными выходными емкостями транзисторов. Паразитные емкости снижают, переходя к уменьшенным физическим объемам коллекторных областей интегральных транзисторов (отметьте: плотность коллекторного тока при этом пропорционально возрастает!). Значения коллекторных и базовых токов ограничивают резисторами. Для высокоскоростных элементов номиналы резисторов приходится уменьшать, из-за чего потребляемая микросхемой мощность увеличивается.

На рисунке 8.4 показаны схемы трех элементов ТТЛ. Назовем их традиционными. Эти серии активно развивались до настоящего времени. Если отвлечься от номиналов резисторов, можно обнаружить, что в схеме, показанной на рисунке 8.4, а, присутствует составной транзистор - эмиттерный повторитель VT3, VT4. В схемах на рисунке 8.4, б, в повторитель не составной (только транзистор VT3), однако в схемы добавлен диод сдвига уровня, VD4. В остальном схемы одинаковы.

а — МТТЛ; б — СТТЛ; в — МмТТЛ

Рис 8.4 - Принципиальные схемы первичных логических элементов ТТЛ

На рисунке 8.4, а показан мощный ключ ТТЛ, на котором основаны микросхемы, составляющие серию К131. Ее зарубежным аналогом является серия 74Н (Н — high — символ высокого быстродействия серии и наибольшей потребляемой мощности). Поскольку резисторы здесь относительно низкоомные, элемент серии К131 имеет ток потребления I_пот примерно
4...5 мА; его среднее время задержки распространения t_зд.р._ср =6 нс. Как будет показано далее, энергия переключения для него (Э_пот) в настоящее время считается чрезмерно большой:

Э_пот= Р_пот• t_зд.р._ср = I_пот•U_ип• t_зд.р._ср = 120...150пДж

Поэтому эти серии больше не развиваются. Чтобы получить импульс выходного тока, обеспечивающий наибольшую скорость зарядки выходной емкости, в схеме на рисунке 8.4, а выходной эмиттерный повторитель выполнен по схеме Дарлингтона, т. е. составного транзистора.

На рисунке 8.4, б показана схема самого распространенного логического элемента - основы серии К155 и ее зарубежного аналога - серии 74. Эти серии принято называть стандартными. Логический элемент серии К155 имеет среднее быстродействие t_зд.р._ср = 13.нс и среднее значение тока потребления I_пот = 1,5...2 мА. Таким образом, энергия, затрачиваемая этим элементом на перенос одного бита информации, примерно 100 пДж.

Для обеспечения выходного напряжения высокого уровня ≥ 2,5 В (как и в схеме на рисунке 8.4, а) в схему на рисунке 8.4, б потребовалось добавить диод сдвига уровня VD4, падение напряжения на котором равно 0,7 В. Таким способом была реализована совместимость различных серий ТТЛ по логическим уровням. Микросхемы на основе инвертора, показанного на рисунке 8.4, б (серия К155), имеют очень большую номенклатуру, широко выпускаются. На рисунке 8.4, в показан третий вариант ТТЛ первоначальной разработки — маломощный логический элемент (МмТТЛ)..Он лежит в основе отечественной серии К134 и зарубежной с названием 74L (здесь L — low — означает малое быстродействие и одновременно малое потребление тока питания). Этот элемент потребляет мощность питания примерно 1 мВт при среднем времени задержки распространения t_зд.р._ср = 33 нс, что соответствует энергии, потребляемой на перенос единицы информации Э_пот = 33 пДж. Номиналы резисторов в этом логическом элементе относительно велики.

В конце 70-х годов микросхемы ТТЛ первоначальной разработки стали активно заменяться микросхемами ТТЛШ, имеющими во внутренней структуре р-п переходы с барьером Шотки. Напомним, что эффект Шотки снижает пороговое напряжение открывания кремниевого диода от обычных 0,7 В до 0,2...0,3 В и значительно уменьшает время жизни неосновных носителей в полупроводнике. Эффект основан на том, что в р-п переходе или рядом с ним присутствует очень тонкий слой металла, богатый электронами — свободными носителями.

Сложности практического освоения технологических процессов изготовления полупроводниковых структур с эффектом Шотки, однако, были очень велики, поэтому промежуток времени, отображающий развитие маломощных серий ТТЛШ, растянут по времени на восемь лет.

В основе транзистора с переходом Шотки (транзистора.Шотки, ТШ) находится известная схема ненасыщаемого РТЛ-ключа (рисунок 8.5, а). Здесь транзистор удерживается от перехода в режим глубокого насыщения с помощью дополнительной нелинейной входной цепи с диодом. Обычный базовый резистор R_б здесь составлен из двух: R_б1 и R_б2. Если на вход данного элемента РТЛ от переключателя S1 поступает напряжение высокого уровня, через резистор R_б1 течет входной ток . Номиналы R_б1 и R_б2 нетрудно рассчитать так, чтобы пороговое напряжение открывания диода U_nop оказалось бы меньше, чем падение напряжения на резисторе R_б2, т. е. I_Б R_б2. Здесь символом I_Б обозначен предельный, близкий к насыщающему базовый ток транзистора VT1. Если диод VD1 откроется, через него потечет избыточный входной ток - I_Б, который теперь минует базу транзистора и получит путь для стекания в землю через промежуток транзистора коллектор — эмиттер.

Рисунок 8.5. Ненасыщаемый элемент РТЛ (а), транзистор с диодом Шотки (б) и символ транзистора Шотки (в)

Если от переключателя S1 подать входное напряжение низкого уровня (ноль потенциала), ток прекратится, и транзистор практически без задержки перейдет от насыщения к состоянию отсечки (т. е. выключится, разомкнется), так как он находился ранее на грани линейного и насыщенного режимов. По-другому, в объеме его базовой области, как в микроскопическом аккумуляторе, не были накоплены избыточные заряды. Отметим, что поскольку напряжение между базой и коллектором U_БК = U_nop — I_БR_б2 удерживалось на уровне нескольких десятых долей вольта (диод VD1 обычный, кремниевый), напряжение низкого выходного уровня для элемента РТЛ с ограничением тока насыщения (рисунок 8.5, а) может увеличиться до 1 В (вместо 0,3 В при насыщаемом ключе).

В схеме на рисунке 8.5, б транзистор VT1 удерживается от перехода в насыщение шунтирующим диодом Шотки VD1 с низким порогом открывания. Здесь напряжение U_БКмин = 0,2...0,3 В, поэтому напряжение повысится мало. На рисунке 8.5, в предыдущая схема заменена единым символом — транзистором Шотки. Этот транзистор не переходит в глубокое насыщение, у него очень мало время рассасывания накопленных в базе носителей. Логические элементы на основе транзисторов Шотки имеют меньшее время задержки отключения .

На основе тpaнзисторов Шотки в начале 70-х годов были выпущены первые микросхемы двух основных современных серий ТТЛ. На рисунке 8.6, а показана схема высокоскоростного логического элемента, применяемого как основа микросхем серии К531. Аналогичная зарубежная серия называется 74S; здесь S — начальная буква фамилии немецкого физика Шотки (Schottky), открывшего физический эффект, оказавшийся для электроники столь важным.

а — ТТЛШ; б — маломощный ТТЛШ

Рисунок 8.6 - Принципиальные схемы логических элементов с переходом Шотки

В этом элементе вместо эмиттерного резистора (см. R3 на рисунке 8.4, а) для улучшения формы импульса использован нагрузочный генератор тока — транзистор VT4 с резисторами R4, R5. Отметим, что номиналы остальных резисторов в элементах серий К131 и К531 (сравните рисунки 8.4, а и 8.6, а) почти одинаковые. Из-за этого близки значения мощности потребления Р_пот., однако время t_зд.р.ср для инвертора серии К531 снижено до 3 нс, что обусловило потребление энергии на 1 бит информации Э_пот = 19•3 = 57 пДж.

На рисунке 8.6, б показана схема, элемента, на котором основаны микросхемы серии К555. Аналогичная зарубежная серия имеет название 74LS (т. е. low Schottky — что можно трактовать как экономичная серия с применением переходов Шотки). Для микросхем серии К555 мощность, потребляемая одним элементом, Р_пот = 2 мВт при времени t_зд.р.ср = 9,5 нс, поэтому потребляемая энергия переключения Э_пот = 19 пДж.

В электрической схеме элемента серии К555 вместо многоэмвттерного транзистора использована матрица диодов Шотки. Микросхемы серии К555, как нетрудно видеть из сравнительной таблицы параметров (табл. 8.1), по быстродействию соответствуют серии К155 (потребляемый ток уменьшен в пять раз!), по экономичности уступают микросхемам серии К134 (1 мВт) всего в 2 раза, но в итоге потребляют энергию на перенос 1 бита информации в 1,5 раза меньше. Сейчас микросхемы серия К555 вытеснили из аппаратуры серию К134 и по мере наращивания номенклатуры служат эффективной заменой для микросхем самой массовой, стандартной серии К155.

Таблица 8.1. Динамические параметры микросхем ТТЛ

Серия ТТЛ	Параметр	Нагрузка
Отечественная	Зарубежная	Pпот, нВт	tзд.р., нс	Эпот, пДж	Cн, пф	Rн, кОм
К134 К155 К131 К555 К531 К1533 К1531	74L 74H 74LS 74S 74ALS 74F	1,2	9,5	4,8		0,4 0,28 0,28 0,28

Микросхемы серии К531 потребляют энергию на перенос 1 бита, в 2,3 раза меньшую, чем у микросхем старой серии К131, из-за чего она также стала неперспективной. Логические уровни и допустимые напряжения на входах и выходах микросхем серий К155, К555, К531 и К1531 отличаются незначительно. Однако для микросхем серий К155 и К531 велики входные токи низкого уровня соответственно 1,6 и 2,0 мА для одного входа. Сила этого тока для микросхем серии К555 и KI531 в 3 - 4 раза меньше. Допустимый стекающий выходной ток низкого уровня для серии К531 в 2,5 раза больше, чем для серии К555. Кроме того, в составе каждой серии выпускаются так называемые буферные логические элементы, допустимый ток для которых увеличен еще примерно в 3 раза.

Базовый ЛЭ ИС 1531 (КР1531) представлен на рисунке 8.7. Усовершенствованные ИС 1531 (КР1531) обеспечивают передачу данных с типовым временем задержки 2 нс/ЛЭ при средней мощности рассеяния на ЛЭ в 5 раз меньше, чем для ИС 530. Применение р-п диодов на входе микросхемы позволило снизить входной ток высокого уровня до 20 мкА при входном токе низкого уровня не более 0,6 мА. Использование изопланарной технологии дало возможность уменьшить размеры элементов, барьерные емкости р-п переходов и тем самым повысить быстродействие микросхемы.

Рисунок 8.7. Электрическая схема базового ЛЭ ИС КР1531

Схемы серии 1531 (КР1531) работают в области частот до 130 МГц. Микросхемы полностью совместимы по уровням напряжения с микросхемами всех ТТЛ и ТТЛШ серий, превосходят их по быстродействию.

Для упрощения расчетов числа нагружающих входов в табл. 1.3 указаны числа взаимной нагрузочной способности микросхем серий К531, К155 и К555. Например, обычный элемент серии K555 способен принять ток от четырех входов микросхем серии К531. Ток для К555 равен 4 , для К531, т. е. 4•2 = 8 мА. Рассмотрим другой крайний случай взаимного применения микросхем ТТЛ. Буферный выход (самый мощный среди ТТЛ) микросхемы серии К531 может обеспечить стекание входного тока от 150 логических элементов серии К555 ( = 150, =60 мА. Отметим, что буферный элемент серии К555 имеет более высокую нагрузочную способность, чем простой выход микросхемы серии К531.

При совместном использовании микросхем ТТЛ высокоскоростных, стандартных и микромощных следует учитывать, что микросхемы серии К531 дают увеличенный уровень помех по шинам питания из-за больших по силе и коротких по времени импульсов сквозного тока короткого замыкания выходных транзисторов логических элементов. Часть печатной платы с микросхемами серии К531 должна иметь отдельные, низкоомные шины питания. Токоведущие сигнальные дорожки должны быть кратчайшими, чтобы не излучались помехи.

Таблица 8.2 - Взаимная нагрузочная способность логических элементов ТТЛ разных серий

Нагружаемый выход	Число входов нагрузок из серий	Нагружаемый выход	Число входов нагрузок из серий
К555 (74LS)	K155 (74)	K531 (74S)	К555 (74LS)	K155 (74)	K531 (74S)
K555 K555, буферная К155	20 60 40	5 15 10	4 12 8	К155, буферная К531 К531, буферная	60 50 150	30 12 37`	24 10 30

Серии с повышенными входным и выходным сопротивлениями (например, К555) более чувствительны к помехам-наводкам и к помехам по питанию, чем мощные серии. Маломощную часть устройства требуется защитить экраном и заградительными фильтрами по питанию. Проводники на печатной плате, по которым передаются выходные сигналы микросхем серии К531, не должны проходить рядом с токоведущими дорожками входных сигналов микросхем серии К555. При совместном применении микросхем серии К155 и К555 помехи невелики.

Реально на печатной плате остаются неиспользованные входы и даже микросхемы (часто их специально "закладывают про запас"). Такие входы логического элемента можно соединять вместе, при этом ток не увеличивается. Однако для элементов серии К555 входы соединять не следует, чтобы не повышалась паразитная входная емкость элемента. На неиспользуемые входы можно подать напряжение высокого или низкого уровней в зависимости от логической структуры элемента, используя выходы незадействованных (свободных) логических элементов или подключение к общей шине или к положительному выводу источника питания через резистор 1 кОм.

Как правило, микросхемы ТТЛ с логическими функциями И, ИЛИ потребляют от источников питания меньшие токи, если на всех входах присутствуют напряжения низкого уровня. Из-за этого входы таких неиспользуемых элементов ТТЛ следует заземлять.

Литература

1 Забродин Ю.С. Промышленная электроника: Учебник для вузов. -М.: Высшая школа, 1982. - 496с., ил.

2 Поспелов Д.А. Логические методы анализа и синтеза схем. – М., Л.: Энергия, 1964. – 320 с.: ил.

3 Пухальский Г.И., Новосельцева Т.Я. Проектирование дискретных устройств на интегральных микросхемах: Справочник. - М.: Радио и связь, 1990. -304 с., ил.

4 Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы: Справочник. - 2-е изд., испр. - Челябинск: Металлургия, Челябинское отд., 1989. - 352 с., ил.

5 Цифровые интегральные микросхемы. Справочник: П.П. Мальцев, Н.С. Долидзе, М.И. Критенко и др. – М.: Радио и связь, 1994. –240 с.: ил.