А — по методу сравнения фаз; б — по методу сравнения полярностей

Формулы для вычисления вероятности ошибки демодуляторов ОФМн сигналов приведены в табл. 15.2. Из них следует, что при некогерентном приеме ОФМн сигналов по сравнению с некогерентным приемом ЧМн сигналов обеспечивается двукратный выигрыш по мощности и такой же выигрыш по полосе занимаемых частот. Относительный декодер в когерентном демодуляторе ОФМн сигналов при устранении обратной работы удваивает количество ошибок, что эквивалентно незначительному энергетическому проигрышу в 0,15... 0,30 дБ по сравнению с потенциальной помехоустойчивостью ФМн сигналов. В связи с этим когерентный прием ОФМн сигналов широко внедряется в новых системах связи (передачи данных, спутниковых и др.).

Прием непрерывных АМ и ЧМ сигналов. Структурные схемы реальных приемников АМ и ЧМ сигналов идентичны оптимальным (сравни рис. 13.1 и 15.5) и содержат три основных функциональных узла: полосовой фильтр детекторной обработки, детектор, низкочастотный фильтр последетекторной обработки. Технические требования к фильтрам и их особенности описаны в ф 13.2. Необходимое усиление сигналов производится как до детектора, так и после него. В радиоприемных устройствах при- меняется, как правило, супергетеродинный прием и основное усиление обеспечивается на промежуточной частоте. При выборе характеристик фильтров, приближающихся к идеальным, реальные схемы приемников обеспечивают помехоустойчивость незначительно (2... 5 дБ) хуже потенциальной. Но для обеспечения высокого качества передачи непрерывных первичных сигналов необходимо добиваться также малых амплитудно-частотных и фазочастотных искажений сигнала в фильтрах передатчика, канала связи, приемника, линейности характеристик детекторов.

В системах связи с ЧМ для повышения помехоустойчивости широко пользуются предыскажениями модулирующего сигнала u(t). В передатчике АЧХ тракта звуковой частоты имеет вид кривой, поднимающейся вверх; в приемнике эта характеристика, наоборот, опускается вниз. При согласовании АЧХ передатчика и приемника частотные, искажения в сквозном тракте будут отсутствовать. Дополнительный выигрыш в ослаблении помех полу- чается по двум причинам: а) спектральная плотность мощности помехи на выходе ЧД (см. рис. 14.15) параболическим возрастает; б) мощность верхних звуковых частот в спектре речи, музыки обычно значительно меньше, чем нижних. Введение предыскажений при передаче сигналов звукового„ вещания, например, позволяет улучшить отношение сигнал-помеха на выходе ЧМ приемника на 12' дБ при полосе звуковых частот 10 кГц, а при полосе 4 кГц — около 6 дБ.

При АМ этот же метод также дает выигрыш в отношении сигнал-помеха, но менее значительный. Так, при полосе звуковых частот, равной 10 кГц, достигается выигрыш около 7 дБ, а при полосе 4 кГц —около 3 5 дБ.