Вольтметры уравновешивающего преобразования

(кодоимпульсные вольтметры)

Такие вольтметры по принципу действия подразделяются на вольтметры развертывающего уравновешивания и следящего уравновешивания.

По способу развертки компенсирующей величины эти вольтметры делятся на вольтметры с разверткой от младшего разряда выходного кода и с разверткой от старшего разряда выходного кода.

Вольтметры развертывающего уравновешивания характеризуются строго определенным циклом преобразования и выполняются либо с равномерной разверткой (в этом случае развертка компенсирующей величины начинается с младшего разряда), либо с неравномерной разверткой (развертка компенсирующей величины начинается со старшего разряда). Последний способ формирования развертки еще называют методом последовательных приближений.

Вольтметры следящего уравновешивания не являются приборами циклического действия, но так же, как и развертывающие вольтметры, реализуют либо равномерно ступенчатую отработку (РСО) компенсирующей величины, либо неравномерно ступенчатую отработку (НСО).

2.5.1. Вольтметр развертывающего уравновешивания с РСО

Структурная схема вольтметра, реализующего РСО начиная с младшего разряда, приведена на рис. 2.15.

Рис. 2.15. Структура вольтметра развертывающего уравновешивания
с РСО

На рисунке обозначено: X – входная величина; X_К – компенсирующая величина; DX = X – Xк. – выходной разностный сигнал устройства вычитания; X_П – пороговое напряжение компаратора.

Минимальное значение DXmin £ Dкв (Dкв – абсолютная погрешность квантования).

Работа схемы осуществляется следующим образом. В начале цикла преобразования БУ сбрасывает СИ. На выходе ПКН при этом будет ноль.

Следовательно: X – Xк = DX >> X_П. При этом на выходе компаратора будет "1", разрешающая прохождение импульсов с выхода ГОЧ, с периодом Ти, через селектор на СИ. По каждому импульсу с выхода селектора код Nx увеличивается на единицу младшего разряда, а сигнал Xк увеличится на DX_min. Как только разность X – Xк станет меньше или равна X_П, на выходе компаратора установится "0", селектор закроется, и на выходе СИ зафиксируется значение Nx.

По окончании цикла преобразования БУ подаст на ЦОУ сигнал "запись", а на СИ – "сброс". По сигналу "запись" код Nx запишется в регистры ЦОУ и в виде числа отобразится на его индикаторах. Сам же сигнал "сброс" инициирует новый процесс преобразования. Длительность цикла преобразования задается БУ:

Тц = Ти ^.N₀,

где N₀ = X_max/DX_min – максимальное число ступеней квантования.

Обобщенные временные диаграммы работы схемы приведены на рис. 2.16.

Рис. 2.16. Обобщенные временные диаграммы работы схемы вольтметра

 

Значение Х_П в таких вольтметрах можно выбирать в пределах 0 ≤ Х_П ≤ D_КВ. Однако, если X_П = 0, закон распределения погрешности D_КВ оказывается смещенным относительно математического ожидания и |d_КВ| = |d_{КВ max}|. При этом дрейф ЭДС смещения нуля компаратора может оказывать существенное влияние на погрешность измерения. В результате может оказаться, что 1 или 2 младших разряда кода N_X будут неинформативными. Поэтому рекомендуется задавать Х_П ≤ D_КВ/2. При этом погрешность от дрейфа ЭДС смещения нуля компаратора будет минимальной, а математическое ожидание погрешности квантования

М[D_КВ] = D_КВ/2.

 

Погрешности вольтметра развертывающего уравновешивания с РСО

1. Погрешности от неточности d_U0 и нестабильности d_TKU0 напряжения U₀ (мультипликативные):

где D_U0 – максимальное по модулю отклонение опорного напряжения от номинального значения; TK_U0 – абсолютное значение отклонения опорного напряжения от номинального значения при изменении температуры окружающей среды на 1^оС; DТ = 5 ^оС – диапазон нормальных температур.

2. Максимальная погрешность квантования (аддитивная):

3. Погрешность полной шкалы ПКН (мультипликативная):

,

где D_FS – абсолютное отклонение реальной характеристики преобразования ПКН от номинального значения при N_X = N_Xmax.

Данная погрешность устраняется вместе с погрешностью d_U0 регулировкой величины опорного напряжения при входном напряжении U_X = U_Xmax.

4. Погрешность линейности ПКН (аддитивная):

где D_L – максимальное отклонение кривой реальной характеристики преобразования ПКН от кривой, соединяющей две ее крайние точки.

5. Погрешность от дифференциальной нелинейности ПКН (аддитивная):

где D_LD – наибольшая по модулю разность кванта преобразования АЦП и среднего значения кванта.

6. Погрешность от дрейфа ЭДС смещения нуля компаратора (аддитивная):

где D_е0 = (ТК_е0 ^. DТ) – абсолютная погрешность от дрейфа ЭДС е₀.

Примечание. Данное выражение справедливо, если (ТК_е0 ^. DТ) ³ D_КВ. Это следует учитывать при выборе компаратора.

Отметим, что при использовании интегральных ПКН параметры D_FS, D_L, D_LD являются паспортными, а их значения не превышают единицы младшего разряда (ЕМР) преобразования.

Основные достоинства такого вольтметра:

1) малое число источников погрешностей, имеющих значительную величину;

2) возможность получения сравнительно небольшого времени преобразования;

3) возможность получения большой разрядности преобразования (но ниже, чем у интегрирующих вольтметров).

Основные недостатки:

1) отсутствие помехозащищенности;

2) большая динамическая погрешность при работе с сигналами, изменяющимися во времени.

 

2.5.2. Вольтметр развертывающего уравновешивания с НСО

(на основе метода последовательных приближений)

Метод последовательных приближений основывается на поэтапном замещении аналогового входного сигнала набором квантов по следующему алгоритму.

1. В старшем (n-ном) разряде регистра последовательных приближений (РПП) устанавливается "1".

2. Если на выходе компаратора будет "1", то в следующем такте установленная в n-ном разряде "1" снимается, если будет "0" – сохраняется.

3. Устанавливается "1" в (n-1)-м разряде РПП.

4. Проверяется необходимость ее наличия в этом разряде так, как это было описано в п. 2.

5. Далее аналогично проверяются все разряды преобразования.

Время преобразования таких вольтметров Т_ПР = (n ^. Т_ГТИ) + 2.

Один из вариантов функциональной схемы вольтметра, реализующего метод последовательных приближений приведен на рис. 2.17.

Работа схемы осуществляется следующим образом. По сигналу "пуск" с БУ на выходе триггера устанавливается "1", разрешающая работу РПП. После этого по первому же импульсу с выхода генератора тактовых импульсов ГТИ в старшем разряде РПП устанавливается "1". Если на выходе компаратора будет "1", то есть U_X < U₀, то установленная "1" сбрасывается по приходу следующего тактового импульса с выхода ГТИ. Если U_X > U₀, то "1" сохранится на выходе старшего разряда, и в "1" установится следующий разряд (n-1). Если на выходе компаратора сохранится "1", то этот (n-1)-й разряд установится в "0". Если же на выходе компаратора будет "0", то установленная в этом разряде "1" сохраняется. Аналогично проверяется необходимость наличия "1" либо "0" во всех остальных разрядах.

Импульс, прошедший с выхода ГТИ после проверки 1-го разряда, приводит к появлению на выходе "Р" РПП сигнала "готов". Задний фронт этого сигнала записывает результат преобразования (код N_X) в выходной регистр RG и устанавливает на выходе триггера "0", обнуляющий РПП.

Сигнал "готов" служит для БУ признаком завершения преобразования. После прихода данного сигнала БУ инициирует новое преобразование в соответствие с алгоритмом работы вольтметра.

 

 

 

Рис. 2.17. Функциональная схема вольтметра последовательных
приближений

 

Погрешности вольтметра развертывающего уравновешивания с НСО

1. Те же, что и у развертывающего вольтметра с РСО по пп. 1 – 5.

2. Погрешности от ЭДС смещения d_е0 и дрейфа ЭДС смещения d_TKе0 нуля компаратора (мультипликативные):

 

где е₀ – ЭДС смещения нуля компаратора; TK_е0 – температурный коэффициент ЭДС е₀; DТ = 5 ^оС – диапазон нормальных температур.

Достоинства и недостатки развертывающих вольтметров с НСО те же, что и у вольтметров с РСО.

Примечание. Вольтметр с НСО позволяет быстрее, чем вольтметр с РСО, установить код, соответствующий значению измеряемой величины при большом ее значении. Но поскольку приборы развертывающего уравновешивания имеют фиксированное время цикла, данное достоинство в этих приборах не реализуется.

2.5.3. Вольтметры следящего уравновешивания

Принцип действия таких приборов основан на постоянном слежении за значением преобразуемой величины и соответствующим изменением кода, управляющего разверткой компенсирующей величины. Обобщенная структурная схема следящего вольтметра приведена на рис. 2.18.

По способу отработки компенсирующей величины, следящие вольтметры делятся на вольтметры с равномерно ступенчатой отработкой (РСО) и неравномерно ступенчатой отработкой (НСО).

 

 

Рис. 2.18. Обобщенная структурная схема вольтметра

следящего уравновешивания:

 

На рисунке обозначено: ЦОС – цепь обратной связи; ГТИ – генератор тактовых импульсов; БУ – блок управления; ЦОУ – цифровое отсчетное устройство.

В этой схеме БУ выполнен таким образом, что код N_X на его выходе может как увеличиваться, так и уменьшаться в зависимости от знака DX. Скорость изменения компенсирующей величины определяется выражением

где DX_min = D_К – абсолютная погрешность квантования; Ти – период тактовых импульсов.

РСО следует применять, если скорость изменения измеряемой величины V_X £ V_OC. Если V_X ³ V_OC, то применяют неравномерно ступенчатую отработку.

РСО имеет большую продолжительность времени для выравнивания входной и компенсирующей величин. Но в то же время схема на ее основе достаточно проста.

При НСО время вхождения прибора в режим слежения значительно меньше, но схема намного сложнее. Графически эти два вида отработки при скачкообразном изменении входной величины представлены в общем виде на рис. 2.19.

 

Рис. 2.19. Отработка компенсирующей величины следящими
вольтметрами с РСО и НСО

Отличие этих приборов от приборов развертывающего уравновешивания в том, что у них нет цикла преобразования. В общем случае работу такого прибора можно представить временными диаграммами, показанными на рис. 2.20.

Рис. 2.20. Изменение компенсирующей величины в вольтметре

следящего уравновешивания

Входная часть БУ в целом представляет собой сравнивающее устройство с порогом срабатывания – X_П. Значение порога срабатывания в общем случае можно выбрать из 4-х вариантов: 1) X_П = D_К; 2) X_П = 0;
3) -D_К/2 £ X_П £ D_К/2; 4) X_П > D_К.

4-й вариант, естественно, неприемлем, так как порог срабатывания больше значения кванта. 1-й вариант кажется приемлемым, поскольку порог срабатывания сравнивающего устройства не превышает абсолютной погрешности квантования. Однако с учетом того, что реальные электронные компоненты, в частности ОУ, имеют ЭДС смещения нуля и дрейф, получим, что величина порога X_П будет нестабильна и может оказаться, что X_П > D_К.

При 2-м варианте (X_П = 0) график отработки может быть представлен так, как показано на рис. 2.21.

 

 

Рис. 2.21. График отработки компенсирующей величины

в следящем вольтметре при X_П = 0

 

Как видно из графика, компенсирующая величина будет менять свое значение в каждом такте, а значит, в последнем разряде ЦОУ число все время будет меняться.

В случае 3-го варианта (X_П внутри кванта) разность (X – X_ОС) = DХ никогда не превысит значения D_К, причем математическое ожидание абсолютной погрешности квантования в данном случае М_DК = D_К/2. В практических расчетах значение погрешности квантования рассчитывается исходя из того, что квант равен половине максимального значения.

2.5.4. Вольтметр следящего уравновешивания с РСО

Один из вариантов функциональной схемы вольтметра следящего уравновешивания, реализующей метод РСО, приведен на рис. 2.22.

Данная схема применяется при использовании счетчиков импульсов с общим тактовым входом и входом управления направлением счета. В качестве РСИ может использоваться, например, счетчик импульсов КР1561ИЕ14.

Исходно на выходе РСИ "0", следовательно, U_OC = 0 и
DU_K = U_X – U_OC >> +U_П. Таким образом, на выходе компаратора DA1 будет "0", что соответствует счету на увеличение РСИ. На выходе компаратора DA2 будет "1", и на выходе DD1 – тоже "1". Селектор DD2 будет открытым, импульсы с выхода ГТИ с периодом Т_И будут проходить на РСИ. В результате код N_X увеличивается, и растет напряжение U_OC до тех пор, пока не выполнится DU_K £ +U_П. В этом случае на выходе DA2 установится "0", на выходе DD1 – тоже "0". Селектор DD2 закроется, и на ЦОУ будет отображаться число, соответствующее текущему значению U_X.

 

Рис. 2.22. Функциональная схема следящего вольтметра с РСО
на реверсивном счетчике импульсов с общим тактовым входом

 

На рисунке обозначено: ПКН – преобразователь код – напряжение; РСИ – реверсивный счетчик импульсов; ГТИ – генератор тактовых импульсов; ЦОУ – цифровое отсчетное устройство

Если в некоторый момент времени U_X уменьшилось так, что U_X – U_OC £ -U_П, то на выходе компаратора DA1 установится "1", что соответствует счету на уменьшение РСИ. На выходе DD1 установится "1", и селектор DD2 откроется. Импульсы с выхода ГТИ будут поступать на РСИ, и код N_X станет уменьшаться. При этом напряжение U_OC тоже будет уменьшаться до тех пор, пока не выполнится DU_K ³ -U_П. При этом на выходе DA1 установится "0", и импульсы на РСИ поступать не будут. Число на индикаторах ЦОУ опять будет соответствовать значению U_X.

Функциональная схема следящего вольтметра с РСО на реверсивных счетчиках импульсов с разделенными тактовыми входами приведена на рис. 2.23.

Работа данной схемы аналогична работе схемы, приведенной на рис. 2.22. Разница в следующем: когда компаратор DA2 устанавливается в "1", импульсы с выхода ГТИ через элемент DD1.1 проходят на РСИ. В это время на выходе DA1 будет "0", а на выходе DD1.1 – "1". Такая ситуация соответствует логике управления РСИ типа ИЕ6 ТТЛ серии при счете на увеличение. И наоборот, когда на выходе DA1 – "1", а на выходе DA2 – "0", импульсы проходят через DD1.1 на вход РСИ. При этом "1" с выхода DD1.2 будет на входе "+" РСИ, что соответствует счету на уменьшение.

 

Рис. 2.23. Функциональная схема следящего вольтметра с РСО
на реверсивных счетчиках импульсов с разделенными тактовыми входами

2.5.5. Вольтметр следящего уравновешивания с НСО

Такие вольтметры, в отличие от вольтметров с РСО, практически всегда допускают перекомпенсацию, то есть превышение значением компенсирующей величины U_ОС значения входной величины U_BX в любой стадии процесса уравновешивания.

Один из вариантов функциональной схемы следящего вольтметра с НСО приведен на рис. 2.24.

 

 

Рис. 2.24. Функциональная схема следящего вольтметра с НСО

 

Логика определения направления счета здесь такая же, как и у вольтметров с РСО.

В указанной схеме РСИ представляет собой три независимых РСИ. Каждый РСИ управляет соответствующими разрядами схемы ПКН. В данном случае:

РСИ "10³" – четырьмя старшими;

РСИ "10²" – четырьмя средними;

РСИ "10¹" – четырьмя младшими.

В зависимости от уровня сигналов на входах Х₁, Х₂ БУ установит в "0" либо в "1" сигнал управления направлением счета УПР"+/-", который является общим для всех декад РСИ.

Отработка компенсирующей величины Х_ОС происходит следующим образом. Внутренний мультиплексор БУ подсоединяет тактовые импульсы к входу "10³" РСИ, то есть включается в работу старшая декада. Изменение выходного кода N_X происходит так же, как было описано для вольтметра с РСО в начале преобразования. При этом УПР"+/-" = 0, что соответствует счету на увеличение. Как только на выходе Х₂ установится "0", а на выходе Х₁ будет "1", то есть произошла перекомпенсация, БУ списывает один дискрет (квант) с декады "10³" РСИ и переключает мультиплексор ко входу РСИ 10².

Если за все 10 поданных импульсов, прошедших на РСИ "10³", не произошло компенсации, то есть осталось Х₂ = 1, Х₁ = 0, БУ не списывает квант с РСИ "10³", а просто подключает мультиплексор к входу РСИ "10²".

Аналогично происходит компенсация с использованием РСИ 10² и далее с РСИ "10¹" до тех пор, пока DХ не войдет в пределы ±X_П. Это может произойти в любой момент отработки компенсирующей величины.

Таким же образом осуществляется отработка компенсирующей величины при уменьшении, только здесь решающую роль будет играть сигнал Х₁, и БУ будет следить не за перекомпенсацией, а за недокомпенсацией, когда компенсирующая величина X_ОС станет меньше X. Как только это произойдет, снова начнется отработка вверх.

В состав БУ входят СИ, селектор импульсов и схема управления мультиплексором, в которую может войти еще один СИ, а также триггер (по необходимости).

Погрешности следящих вольтметров те же, что и у развертывающих вольтметров с РСО. Пример графика отработки компенсирующей величины в таком вольтметре приведен на рис. 2.25.

 

Рис. 2.25. Пример графика отработки компенсирующей величины

в вольтметре с НСО

 

2.6. Вольтметр на основе АЦП
параллельного преобразования

В основе параллельного АЦП лежит принцип мгновенного кодирования измеряемой величины UX путем сравнения ее с многозначной нерегулируемой мерой с помощью набора компараторов. В общем случае такой АЦП имеет структуру, приведенную на рис. 2.26.

Рис. 2.26. Функциональная схема АЦП параллельного преобразования

 

На рисунке обозначено: ШФ – шифратор, преобразующий позиционный код с выходов компараторов; К₁ – К_n-1 в двоичный или в двоично-десятичный код; ПУ – преобразователь уровней выполняет преобразование внутрисхемных уровней в стандартные ТТЛ или ЭСЛ-уровни (обычно выходной сигнал АЦП имеет ТТЛ уровни).

Общее уравнение преобразования такого прибора:

где DU = q – квант преобразования, равный

Здесь 2ⁿ – это число уровней квантования, определяемое разрядностью n АЦП.

 

Значение кванта преобразования можно также выразить формулой

где R_i – сопротивление резистора в делителе напряжения, задающего выходные уровни многозначной меры напряжения с (n-1) выходными уровнями.

Число уровней многозначной меры в такой схеме равно числу компараторов:

n_М = n_К = 2ⁿ -1,

где n – разрядность выходного кода АЦП; n_К – число компараторов.

Сигнал f_Т является стробом, по которому результаты сравнения в компараторах К₁ – К_n-1 фиксируются на их выходах. Стробируемые компараторы используются для расширения частотного диапазона преобразуемых сигналов. Эти компараторы выполнены так, что имеют малый собственный коэффициент усиления k₀ в режиме сравнения и резко увеличивают этот коэффициент при стробировании, то есть в режиме хранения. В этом режиме они не реагируют на изменение сигнала U_X.

Время преобразования такого АЦП

t_ПР = t_{CP X} + t_{ЗР ШФ} + t_{ЗР ПУ},

где t_{CP X} – время сравнения напряжений; t_{ЗР ШФ} и t_{ЗР ПУ} – время задержки распространения сигнала в ШФ и ПУ соответственно.

Очень часто блоки ШФ и ПУ выполнены как единое устройство. Тогда

t_ПР = t_{CP X} + t_{ЗР ШФ}.

Достоинство АЦП параллельного преобразования – высокое быстродействие. АЦП, построенные по такому принципу, обеспечивают время преобразования от 50 нс до 200 пс.

Недостатки АЦП параллельного преобразования:

1) большое число компараторов в АЦП с большой разрядностью;

2) высокое энергопотребление, вызванное большим числом компараторов;

3) как следствие 1-го и 2-го – низкая помехозащищенность;

4) как следствие 2-го и 3-го – низкая устойчивость схемы, что требует наличия определенных корректирующих цепей и обязательной LC-фильтрации по цепям питания (RC-фильтрация не подходит, т.к. потребление большое).

С целью борьбы с указанными недостатками, а также для повышения разрядности АЦП без существенного увеличения энергопотребления такие АЦП разбивают на группы, то есть используют способ параллельно-последовательного преобразования.

Обобщенная структурная схема параллельно-последовательного АЦП, состоящего из двух групп, представлена на рис. 2.27.

Рис. 2.27. Структурная схема параллельно-последовательного АЦП

 

На рисунке обозначено: N_СТ – старшие разряды кода N_X; N_МЛ – младшие разряды кода N_X.

Разрядности групп преобразования в таком АЦП определяются выражением

где n_СТ, n_МЛ, n – число, соответственно, старших, младших и всех разрядов преобразования АЦП.

Коэффициент передачи дифференциального усилителя К = 2ⁿ, а максимальная разность (U_X – U_ПКН) = q. Назначение дифференциального усилителя – передать сигнал (U_X – U_ПКН) для преобразования второй группой.

Поскольку (U_X – U_ПКН)_max есть квант преобразования 1-й группы, а назначение 2-й группы – измерить значение этого кванта, то, чтобы не использовать лишних выходных уровней (U_0i) в многозначной мере, значение (U_X – U_ПКН)_max должно быть усилено до уровня U_Xmax. Это позволяет обойтись одной многозначной мерой для компараторов обеих групп.

Погрешности вольтметров с параллельно-последовательными АЦП

1. Погрешность квантования.

2. Погрешность от неточности и нестабильности U₀. В таких АЦП она определяет неточность и нестабильность кванта преобразования q:

3. Погрешность от неравенства между собой номиналов резисторов R₁ ÷ R_n (определяет погрешность линейности преобразования):

где DR_i – максимальное отклонение сопротивления резистора в делителе от номинального значения; m – количество резисторов в делителе напряжения.

4. Погрешность от входных токов компараторов. Ей можно пренебречь, если

5. Погрешность от ЭДС смещения нуля компараторов (определяет погрешность дифференциальной нелинейности преобразования АЦП):

где е_0i – ЭДС смещения нуля i-того компаратора.

6. Погрешность полной шкалы преобразования: