В состав цифрового линейного тракта (ЦЛТ) входят: аппаратура оконечная линейного тракта (АОЛТ), расположенная на стороне оконечных пунктов приема и передачи; участки линии связи и промежуточные пункты (обслуживаемые и необслуживаемые), обеспечивающие требуемое качество передачи. АОЛТ предназначена для формирования линейного цифрового сигнала на передающей стороне и его обратного преобразования, в том числе регенерации, на приеме. Кроме того, АОЛТ включает в себя аппаратуру дистанционного питания, телеконтроля и телемеханики, переключения на резервные тракты передачи, служебной связи и т.п.
ЦЛТ характеризуется рядом показателей, определяющих качество передачи цифрового сигнала. Основной из них — вероятность ошибки передачи отдельных символов, зависящая как от искажений сигнала в линии связи, так и от воздействия помех на магистрали. Источниками искажений сигнала являются участки линии связи и блоки сопряжения линии с входом и выходом аппаратуры связи. Искажения сигнала при передаче по линии обусловлены ростом затухания кабельной цепи дл с увеличением частоты (рис. 8.1), что неизбежно приводит к ограничению полосы частот цифрового сигнала сверху. При значительном ограничении полосы возникает явление наложения символов цифрового сигнала за счет увеличения их длительности. Это может привести к тому, что соседние символы будут приняты с ошибкой. Такие искажения называются межсимвольными искажениями первого рода.
Межсимвольные искажения возникают и за счет ограничения полосы пропускания линейного тракта в области низких частот. Частотная характеристика затухания ар приведена на рис. 8.1 в линейном тракте, которые ограничивают полосу частот цифрового сигнала снизу за счет подавления постоянной и низкочастотных составляющих спектра. Искажения, которым подвергаются исходные импульсы двоичного сигнала (рис. 8.2, а) в этом случае, показаны на рис. 8.2, б. Из рисунка видно, что после передачи символа единицы появляется напряжение другого знака, и, таким образом, каждый следующий единичный символ уменьшается по амплитуде. В связи с этим на приемной стороне встает проблема восстановления постоянной составляющей цифрового сигнала, поскольку в противном случае возникают большие ошибки при приеме единиц. Сложность восстановления постоянной составляющей усугубляется также и тем, что среднее значение энергии однополярной случайной импульсной последовательности изменяется во времени, так как меняется число импульсов единиц, поступивших на вход приемного устройства за определенный отрезок времени.
Искажения цифрового сигнала, возникающие из-за ограничения полосы пропускания линейного тракта в области низких частот, называются межсимвольными искажениями второго рода.
Чтобы скомпенсировать влияние разделительных элементов, в принципе можно использовать корректор с коэффициентом передачи обратный коэффициенту передачи линейного тракта и удовлетворяющий условию = const (рис. 8.3). Однако вследствие того, что при стремится к бесконечности, практическая реализация корректора невозможна.
Помимо передачи цифрового сигнала, содержащего мощные низкочастотные составляющие, по линии необходимо также передать постоянный ток дистанционного питания, а это приводит к проблеме разделения постоянной составляющей сигнала и тока дистанционного питания (ДП) в необслуживаемых регенерационных пунктах.
Энергетический спектр такого сигнала содержит дискретные компоненты, в частности колебание с тактовой частотой , и интенсивные низкочастотные составляющие (рис. 8.4. б). Ширина первого лепестка спектра равна
Код в формате.MKZпредставляет собой последовательность однополярных импульсов со скважностью q = 1 (рис. 8.5, а). Энергетичес- кий спектр такого сигнала (рис. 8.5, б) не содержит дискретных составляю- щих, его непрерывная составляющая концентрируется в области низких частот, имеется мощная постоянная составляющая.
Естественно, такие сигналы не могут быть переданы по линии без существенных межсимвольных искажений и ошибок, поэтому возникает необходимость преобразования двоичного униполярного сигнала в удобный для передачи по линии связи линейный сигнал (ЛС), Вид преобразования определяется исходя из следующих основных требований:
1) должно быть обеспечено простое разделение линейного сигнала и тока ДП с помощью линейного трансформатора;
2) линейный трансформатор не должен вносить существенных искажений формы линейного сигнала, которые приводят к снижению вероятности безошибочного приема;
3) желательно, чтобы энергетический спектр линейного сигнала был более узкополосный, чем исходный, так как это упрощает коррекцию ЛС на приемной стороне и позволяет увеличить длину участка регенерации;
4) преобразование линейного сигнала в двоичный и обратное преобразование, выполняемые на всех оконечных и промежуточных пунктах магистрали, должны быть достаточно простыми;
5) должно обеспечиваться достаточно простое выделение из Л С компонента тактовой частоты, с помощью которого в регенераторе осуществляется восстановление временных позиций ЛС;
6) необходимо, чтобы устройства обнаружения ошибок в ЛС, применяемые, например, с целью контроля за правильностью функционирования многочисленных необслуживаемых регенерационных пунктов (НРП), имели бы простую структуру.
23.2. Линейные коды ЦСП
23.3. Линейные коды с сохранением тактовой частоты
Существует несколько основных вариантов преобразования двоичного RZ или ЛТ сигнала в линейный код:
1) без изменения тактовой частоты двоичного сигнала;
2) с увеличением.тактовой частоты;
3) с уменьшением тактовой частоты линейного сигнала.
Первый вариант преобразования предполагает, что частота следования отдельных символов линейного кода не изменяется и равна исходной частоте следования ft отдельных символов ДС. Здесь возможны два способа преобразования. Первый способ— с активной паузой (рис. 9.6), при котором передача нулей в исходном видеосигнале заменяется на передачу посылок отрицательной полярности. Такой ЛС называется двоично-симметричным (ДСС). Поскольку в среднем число нулей и единиц в исходном сигнале одинаково, то постоянная составляющая преобразованного сигнала равна нулю, однако за счет возможности «скопления» нулей (или единиц) постоянная составляющая начинает изменяться во времени, и межсимвольные искажения второго рода не устраняются.
На практике часто применяют второй способ преобразования ДС, когда униполярный сигнал в коде RZ или NRZ преобразуется в квазитроичный код, или код ЧПИ (сигнал с чередованием полярности импульсов). При таком преобразовании «0» передается без изменения, а «1» передается так, что каждая следующая единица меняет свой знак на противоположный. Этот способ легко реализуем на практике, он устраняет межсимвольные искажения второго рода, не требуя расширения полосы пропускания в области верхних частот.
Одна из возможных структурных схем преобразования двоичного сигнала в квазитроичный приведена на рис. 8.7. Осциллограммы сигналов в контрольных точках представлены на рис. 8.8. Цифровой сигнал в двоичной форме (рис. 8.8, а) поступает на сумматор по модулю 2. На другой вход сумматора поступает сигнал, прошедший через линию задержки 1 и задержанный на один тактовый интервал (рис. 8.8, в). Выходной сигнал сумматора (рис. 8.8, 6) поступает на вычитающее устройство 4. Этот же сигнал, задержанный на тактовый интервал (рис. 8.8, г), поступает на Другой вход блока 4. На выходе вычитающего устройства получаем сигнал в квазитроичном коде (рис.8.8, д).
Достоинством квазитроичного кода является то, что он не имеет постоянной составляю щей и легко преобразуется в исходный двоичный код путем его пропускания через безынерционный двухполупериодный выпрямитель. Кроме того, он удобен тем, что в нем легко обнаруживаются ошибочные символы по признаку нарушения чередования полярности импульсов.
Схема преобразователя квазитроичного кода, изображенного на рис. 8.7, очень сложная. На входы логической ячейки И1 поступают входной цифровой сигнал (рис. 8.11, а) и стробирующие импульсы (рис. 8.11, б). Далее сигнал (рис. 8.11, в) поступает на вход триггера. С прямого (рис. 8.11, г) и инверсного (рис. 8.11,д) выходов триггера сигналы поступают на входы логических ячеек ИЗ,И4, куда поступает также сигнал с выхода схемы совпадения И1. На выходе логических схем 3, 4 будут вырабатываться определенные импульсы (рис.8.11, е, ж). Формирователи импульсов 5,6 укорачивают импульсы по длительности до и подают их на вычитающее устройство 7(ВУ), на выходе которого формируется полный квазитроичный сигнал (рис. 8.11, з).
Сигнал с ЧПИ обладает одним существенным недостатком — при появлении в нем длинных серий пробелов (нулей) возможен сбой системы тактовой синхронизации. Чтобы этого не происходило, следует ограничить в линейном сигнале, передаваемом в коде ЧПИ, число подряд следующих нулей. Эта задача была решена созданием кодов с высокой плотностью единиц ; такой код еще называют модифицированным квазитроичным кодом (МЧПИ). Здесь — некоторое максимально допустимое число следующих подряд нулей после предыдущей единицы в исходном ДС. Обычно принимают или 3, что соответствует кодам КВП-2 и КВП-3 (или HDB-2, -3 в англоязычной терминологии). Если в реальном «пакете» нулей их число будет меньше , то линейное кодирование осуществляется по коду ЧПИ, т.е. нули не преобразуются, а каждая единица имеет длительность в половину тактового интервала , причем ее полярность противоположна полярности предыдущей единицы.
Если в «пакете» нулей их число больше , то каждый пакет из нулей заменяется сигналами 000 V или 500 V (для КВП-3).
Полярности вводимых импульсов В и К выбираются так, чтобы на интервале в тактов происходило одно нарушение правила чередования полярности. По этому нарушению на приемной стороне оконечной станции при преобразовании ЛС в ДС принимают решение об истинном содержании пакета. При выборе конкретного вида сигнала (000 V или В00 V) исходят из следующих условий: полярность импульса В всегда противоположна полярности предшествующего импульса; если между двумя соседними паузами в двоичном сигнале, имеющими число нулей больше, чем q+1 = 3 + 1=4, насчитывается четное число единиц, то заполнение второй паузы начинается с сигнала В00 V; если число единиц между двумя вышеупомянутыми паузами нечетное, то заполнение второй паузы начинается с сигнала 000V.
В процессе заполнения очень длинной паузы пакет из (q + 1) нулей заменяется комбинацией BOO V, если предшествующее число «пакетов» в паузе нечетное; «пакет» из (q + 1) нулей заменяется комбинацией 000 V, если предшествующее число «пакетов» в паузе четное (или нуль). Пример использования алгоритма формирования кода КВП-2 и КВП-3 приведен на рис. 8.12.
Линейный сигнал в коде МЧПИ (HDB), передаваемый трехуровневым кодом с той же тактовой частотой, что и исходный двоичный сигнал, широко используется в первичных, вторичных и третичных ЦСП (ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480), работающих по металлическим кабелям (симметричным и коаксиальным). Кроме того, он применяется и как «стыковой» сигнал в оконечной аппаратуре для соединения разных иерархических структур.
Возможность исключения длинных пакетов нулей или единиц обеспечивает также третий способ преобразования ДС в ЛС с сохранением тактовой частоты и числа разрешенных уровней, называемый скремблированием.При этом ДС подвергается операции перемножения с некоторой, известной заранее псевдослучайной двоичной последовательностью (ПСП): ЛС = ДС + ПСП. На приемной стороне выполняется обратная операция: ДС = ЛС + ПСП (знак + здесь и далее означает сложение по модулю 2). Для правильного восстановления исходного сигнала псевдослучайные последовательности, вырабатываемые на приемной и передающей сторонах, должны быть засинхронизированы.
Для того чтобы сделать операцию дескремблирования самосинхро- низирующейся,т.е. не требующей формирования специального сигнала синхронизации на передающей стороне и его поиска на приемной стороне, применяют решение, приведенное на рис. 8.13. Здесь скремблер 1 содержит сумматор по модулю 2 и формирователь псевдослучайной последова- тельности (ФПСП) 3. Дескремблер 4 содержит аналогичные блоки (рис. 8.13, а).
Формирователь двоичной ПСП включает в себя n-разрядный регистр сдвига (триггеры , управляемый импульсами тактовой частоты ИУ от генераторного оборудования, а также некоторое количество сумматоров по модулю 2, соединенных с выходами соответствующих триггеров (рис. 8.13, б). Элемент на схеме отражает наличие ) или отсутствие связи триггера 7} со схемой сложения.
Скремблированный сигнал S представляет собой результат потактового
сложения по модулю 2 исходного двоичного сигнала D и псевдослучайного R: S= Дескремблированный сигнал равен соответственно При отсутствии ошибок в канале связи, когда , имеем ,= D. Параметры ФПСП опреде-ляются видом алгебраического полинома, описывающего структуру ПСП, ,.С увеличением числа п растет период ПСП, равный , и соответственно сдвигается влево «провал» в спектре скремблированного сигнала S (см. штриховую функцию на рис. 8.5, б). С увеличением числа k ненулевых коэффициентов Cj этот «провал» углубляется и расширяется по частоте, однако при этом в случае появления в канале передачи одиночных ошибок дескремблер «размножает» их в (k + 1) раз. Практическое применение получили ФПСП с компромиссными параметрами[23]: (т.е. «=15, ) и ( = 10, = 1; k = 3). Отметим, что линейный сигнал, полученный путем скремблирования (см. рис. 8.13, а), остается униполярным и имеет постоянную составляющую, которая хотя и не равна 0, но изменяется в очень малых пределах. Это позволяет «потерять» ее в линейном тракте (из-за разделительных элементов), а затем «восстановить» в регенераторе, не искажая форму импульсов.
Блочные двоичные коды
Второй вариант перекодирования исходного сигнала в линейный подразумевает получение линейного кода с тактовой частотой, которая больше частоты следования отдельных импульсов исходного двоичного сигнала. Здесь также возможны два способа преобразования.
Первый — преобразование ДС (рис. 8.14, а) в биимпульсный сигнал, при котором нуль передается, как и прежде, а сигнал единицы передается биимпульсным сигналом, например вида +1—1 (рис. 8.14, б). Используется также вариант, когда и нулевой символ заменяется биимпульсной комбинацией, но уже другого вида -1+1 (рис. 8.14, в). Такой метод позволяет полностью устранить постоянную составляющую в ЛС и межсимвольные искажения второго рода, но передача линейного сигнала требует увеличения полосы пропускания в области верхних частот по крайней мере в 2 раза.
Кроме этого метода, возможен еще один способ преобразования, при котором каждая группа из символов исходного двоичного сигнала заменяется группой из я символов двоичного линейного сигнала, что выражается формулой , Поскольку , то для каждой из возможных комбинаций нулей и единиц в пакете из символов ДС можно подобрать свою комбинацию, заранее определенную из возможных (в пакете из двоичных символов ЛС), что позволяет избавиться от длинных серий нулей (или единиц) и сохранить возможности контроля за качеством работы регенераторов без прерывания связи и использования специальных испытательных сигналов.
Наиболее простыми и весьма эффективными являются линейные коды класса , в которых с каждым отдельным символом исходной последовательности сопоставляются два двоичных символа линейного кода.
Например, единица исходной последовательности (рис. 8.15, а) может быть передана комбинацией 10, а нуль — 01 (рис. 8.15, б).
Такое кодирование всегда обеспечивает одно и то же значение постоянной составляющей ЛС при любом содержании 1 и 0 в исходном ДС, но при этом приводит к удвоению тактовой частоты линейного сигнала: . Одной из модернизаций приведенного кода является код AMI, в котором каждый исходный символ ДС кодируется одной из двух возможных двухразрядных комбинаций. Например, вместо 0 передается 10 или 01, а вместо 1 — соответственно 11 или 00. При этом каждый следующий одноименный символ принимает обязательно другое возможное значение. Например, комбинация ДС вида 110010 будет кодироваться в виде 11.00.01.10.11.01. В таком коде при нормальной работе никогда не может быть более двух импульсов или более двух пауз подряд. Нарушение этой закономерности свидетельствует о появлении ошибки.
В условиях ограниченной полосы линии связи при необходимости можно построить более экономные блочные коды (например, код 5В6В), когда блок из т символов исходной последовательности (см. рис 8.15, я) заменяется блоком из n = т + 1 символов линейного кода (рис. 8.15, в). При этом увеличение тактовой частоты может быть незначительным: если
При построении блочных кодов очень важным является выбор алфавита кода, т.е. таблицы соответствия между каждой исходной m-битовой и разрешенной m-битовой комбинациями. В частности, в коде 5В6В алфавит 6-битовых слов выбирают следующим образом. В первую очередь используют те блоки, у которых количество символов «1» равно половине общего числа бит в блоке, что обеспечивает неизменность постоянной составляющей. Таких «хороших» комбинаций будет 20 (число сочетаний из 6 по 3), и каждая из них используется для кодирования одной из 20 исходных 5-битовых комбинаций. Для остальных 5-битовых комбинаций (их число равно 12 = 25 — 20) в алфавит отбирают еще 24 шестибитовых слова (по два на каждую 5-битовую комбинацию, причем в одном слове количество символов «1» равно 4, а в другом — 2). Слова, входящие в такую пару, передаются поочередно при появлении одной и той же исходной 5-битовой комбинации. Таким образом, и для этих 12 комбинаций обеспечивается сохранение постоянной составляющей в линейном сигнале. Некоторые из возможных 6-битовых комбинаций (их число равно 20=26-20-24) не входят в алфавит и являются запрещенными. Обнаружение их в линейном сигнале свидетельствует о появлении ошибки или о нарушении синхронизации при декодировании линейного кода.
В качестве примера рассмотрим построение преобразователей кода передачи и приема для блочного кода 5В6В. На стороне передачи исходный двоичный сигнал ДС (рис. 8.16, а) поступает в блок 2, который преобразует 5-разрядные кодовые комбинации из последовательного кода в параллельный.
Делитель частоты /, который делит тактовую частоту RCfr в 5 раз, формирует импульсы блочной частоты с длительностью .
Они совпадают по времени с последним, пятым импульсом 5-разрядной кодовой комбинации. Именно в это время и происходит запись кодовой комбинации в параллельном коде в запоминающее устройство (ЗУ) 3. Затем 5-разрядная комбинация в соответствии с выбранным алфавитом в цифровом преобразователе 4 преобразуется в 6-разрядную комбинацию и записывается в блок 6. В этом блоке с помощью тактовых импульсов линейной частоты , которые формируются на выходе умножителя частоты 5, осуществляется преобразование из параллельного кода в последовательный.
На стороне приема (рис. 8.16, б) двоичные символы линейного сигнала, следующие с линейной частотой поступают в блок 1, который осуществляет преобразование 6-битовых комбинаций из последовательно- го кода в параллельный. Далее эти комбинации переписываются в ЗУ 2 при поступлении разрешающих импульсов блочной частоты которые формируются на выходе делителя частоты 10 с коэффициентом деления 6. Выходы ЗУ 2 подключены параллельно к входам цифрового преобразователя 3 и дешифратора ошибок (ДШО) 5. Блок 3 в соответствии с алфавитом кода 5В6В осуществляет обратное преобразование 6-битовой кодовой комбинации в 5-битовую, которая затем в блоке 4 преобразуется из параллельного кода в последовательный.
Преобразование выполняется с помощью импульсов тактовой частоты , формируемых на выходе умножителя частоты 11 .
ДШО 5 обнаруживает любую из 20 возможных запрещенных кодовых комбинаций, которые возникают вследствие ошибок в линейном тракте или отсутствия блочной синхронизации, т.е. неправильного разделения линейного сигнала на 6-символьные блоки. При обнаружении запрещенной комбинации ДШО 5 формирует одиночные импульсы сбоя, которые поступают параллельно в накопитель ошибок 6 и на вход формирователя интервалов анализа (ФИА) 7.
Если за интервал анализа в накопитель б поступит импульсов сбоя, где -емкость накопителя, то последний из них пройдет через схему совпадения И8 и поступит на схему запрета 9. В результате будет запрещен один импульс линейной частоты, что вызовет задержку на один такт импульсов блочной частоты на выходе делителя 10. Одновременно при этом производится сброс в первоначальное состояние накопителя ошибок и ФИА. Очередной сдвиг на один такт импульсов блочной частоты будет продолжаться до тех пор, пока не найдется их правильное положение, при котором они совпадают по времени с приходом последнего, шестого импульса 6-битовой комбинации линейного сигнала. В этом случае поток ошибок резко сокращается, поэтому хотя ФИА и «запускается» от случайной ошибки, но за время анализа Та вряд ли пройдет d ошибок. Соответственно не изменится и режим блочной синхронизации.
Коэффициент накопления и интервал анализа выбираются из компромиссных соображений и с учетом ступени иерархии ЦСП. Максимальное время поиска блочной синхронизации, которое для линейного кода 5В6В равно , должно быть в 2—3 раза меньше, чем время поиска цикловой синхронизации группового двоичного сигнала.
8.2.3. Коды с понижением тактовой частоты
В третьем варианте линейного кодирования для уменьшения тактовой частоты при переходе от ДС к ЛС применяют многоуровневые коды, для которых принято условное обозначение 1 BkQ, где l и k указывают число элементов в исходном и результирующем блоках, В означает, что в исходном блоке используется бинарный код (с основанием 2), а вместо Q применяются буквы, определяющие основание кода в результирующем блоке: Т — троичное, Q — четверичное, QI- пятеричное и т.д. Одним из примеров такого решения является код 4B3 Т, когда четырехсимвольная комбинация двоичного кода (рис. 8.17, а) заменяется трехразрядной комбинацией троичного кода (рис. 8.17, б). При этом тактовая частота ЛС уменьшается по сравнению с ДС:fл, = 3fт/4. Поскольку число возможных состояний в блоке 4В равно 24 = 16, а в блоке ЗТ-
соответственно З3 = 27, то кодовую таблицу 4В— 3 Т можно составить так, бы обеспечить отсутствие постоянной составляющей в ЛС и исключить появление трех нулей.
Варианты таблиц перехода от блока 4В к блоку 3Т могут быть разными практике получил распространение вариант FOMOT, используемый в Ц ИКМ-480 х 2. В общем случае частота следования символов линейного сигнала уменьшается по сравнению с ДС в раз, но с увеличением числа разрешенных уровней линейного кода его помехозащищенность снижается, поэтому в проводных системах передачи редко применяются коды с числом уровней больше пяти (в основном на цифровых абонентских).