Нелинейное эхо и его применения

Раздел начинается с применения спиновых процессоров в радиотехнических системах. Рассматриваются особенности линейных и нелинейных алгоритмов фильтрации сигналов, особенности использования спиновых процессоров при приеме информации по многолучевым каналам связи, а также в измерителях параметров сигналов.

Рассмотрены также фотонное и фононное эхо, которые относятся к нелинейным эхо-явлениям наряду со спиновым эхом. Отмечаются их особенности, а также возможные применения. Заключительный параграф раздела посвящен ЯМР-интроскопии и методам формирования изображений в ней.

4.1 Применение спиновых процессоров в радиотехнических системах

Субоптимальный приемник для системы передачи информации сигналами с расширенным спектром

Системы связи с применением шумоподобных сигналов, в которых ширина спектра передаваемого сигнала может на несколько порядков превышать ширину спектра сообщения, имеют ряд преимуществ перед традиционными системами связи. В частности, это высокая помехозащищенность в отношении мощных помех, энергетическая скрытность, возможность кодового разделения сигналов, а также работа в условиях многолучевого распространения радиоволн. В данном разделе изложена концепция построения и результаты исследований системы передачи аналоговой информации сигналами с расширенным спектром. Обработка принимаемого сигнала осуществляется субоптимальным приемником на основе

спиновых процессоров, выполняющих роль согласованного фильтра и нелинейного фильтра подавления интенсивных узкополосных помех с априорно неизвестными параметрами.

Структурная схема передающей части рассматриваемой системы передачи информации представлена на рис. 8.1, а. Аналоговое сообщение с

Рис. 4.1 Структурная схема системы передачи информации

выхода микрофона 1 усиливается (2) и преобразуется кодером 3, роль которого выполняет адаптивный дельта-модулятор, в последовательность двоичных символов, следующих с частотой 60 кГц. Эти символы поступают на модулятор 4, который управляет задержкой передаваемого шумоподобного сигнала (ШПС), создаваемого формирователем ШПС (ФШПС) 7. Сформированный ШПС передается для излучения в эфир через усилитель 5. Кодер 3 и модулятор 4 управляются генератором тактовых импульсов (ГТИ) 6.

Структурная схема приемной части системы представлена на рис. 4.1, б. Принимаемая последовательность сигналов с время-импульсной манипуляцией (ВИМ) усиливается линейной частью приемника (ЛЧП) 1 и поступает на согласованный фильтр (СФ) 2. После амплитудного детектирования на выходе линейного детектора (ЛД) 3 получают последовательность импульсов, задержка которых соответствует исходной ВИМ-последователь­ности (рис. 4.2). Демодулятор (Дм) 4 представляет собой компаратор, сравнивающий уровни напряжений в два момента времени, соответствующих символам 1 и 0. Далее двоичная последовательность поступает на декодер 5, функцию которого выполняет адаптивный дельта-модулятор, на выходе которого аналоговое сообщение усиливается (7) и передается потребителю.

Для синхронизации работы приемного устройства с выхода линейного детектора 3 сигнал поступает в блок синхронизации и управления 6, осуществляющий фазовую автоподстройку частоты тактового генератора, работающего с частотой следования символов 60 кГц.

Рис. 4.2 Сигнал на выходе ЛД Рис.4.3 Тонкая магнитная пленка

Согласованную фильтрацию выполняет блок спиновых процессоров (БСП) на основе тонких магнитных пленок сплава железо-кобальт-никель с резонансом ядер . Пленки напылены на слюдяную подложку (рис. 4.3), что позволило уменьшить толщину пакета, состоящего из 80-ти пленок. БСП реализован на двух попеременно работающих спиновых процессорах на основе ядерного магнитного резонанса (ЯМР). Процессоры имеют центральную частоту 195 МГц и обрабатывают сигналы с шириной спектра 30 Мгц. При длительности сигнала 12.5 мкс его база равна 375.

Чувствительность приемного устройства составила 2 мкВ, что на 14 дБ ниже уровня его собственных шумов. Сквозные потери на обработку, определяющие проигрыш идеальному согласованному фильтру, составили 2 дБ.

В системах связи с шумоподобными сигналами для подавления узкополосных помех, попадающих в полосу частот приемного тракта, часто используют субоптимальные фильтры, состоящие из согласованного и

режекторных фильтров, настроенных на частоты узкополосных помех и имеющих соответствующие полосы пропускания. В отсутствие информации о спектральных характеристиках узкополосных помех структура субоптимального приемника перед согласованным фильтром состоит из параллельных узкополосных полосовых фильтров, последовательно с которыми соединены нелинейные элементы (ограничители уровня или выключатели). В узкополосных трактах с интенсивными узкополосными помехами происходит их ограничение или даже отключение.

Подобная структура может быть реализована на основе спиновых процессоров, в которых наряду с согласованной фильтрацией сигналов реализуется алгоритм субоптимальной фильтрации широкополосных сигналов на фоне узкополосных помех, попадающих в полосу пропускания системы. При этом слабые спектральные компоненты сигналов и помех подвергаются согласованной фильтрации, а спектральные компоненты, пораженные интенсивными узкополосными помехами, ограничиваются за счет эффекта насыщения, обусловленного нелинейностью спиновой системы.

Тонкие ферромагнитные пленки кобальта и его сплавов, используемые в качестве рабочих сред спиновых процессоров, являются магнитоупорядоченными веществами. При этом ЯМР в таких веществах характеризуется некоторыми особенностями. За счет сверхтонкого взаимодействия электронной и ядерной магнитных систем, во-первых, не требуются внешние поляризующие магнитные поля, во-вторых, происходит усиление внешнего магнитного поля и, в-третьих, усиливаются сами сигналы ЯМР, индуцированные колебаниями поперечной компоненты ядерной намагниченности. Последние два эффекта характеризуются внутренним коэффициентом усиления h, который в тонких магнитных пленках с одноосной анизотропией определяется отношением сверхтонкого поля на ядре к полю наведенной анизотропии. По имеющимся в литературе данным, среднее значение внутреннего коэффициента усиления в пленках кобальта составляет , что существенно улучшает динамический диапазон и переходное затухание таких процессоров по сравнению с парамагнитными аналогами.

Внутренний коэффициент усиления h является неоднородным параметром среды и характеризуется плотностью вероятности его распределения p (η). Для учета неоднородности внутреннего коэффициента усиления сначала определяют сигнал спинового эха для парамагнитной модели, вводят в нее коэффициент усиления h и полученный результат усредняют.

Спектральная плотность комплексной огибающей помехи в виде радиоимпульса на входе процессора имеет вид

, (4.1)

где R _п – амплитуда радиоимпульса помехи; τ – длительность импульса помехи; Ω – круговая частота.

При этом спектр комплексной огибающей поперечной компоненты вектора намагниченности помехи после нелинейного преобразования имеет вид

, (4.2)

где , , - амплитуда, j - начальная фаза радиоимпульса помехи, M ₀ - величина равновесной намагниченности.

При переходе к магнитоупорядоченным средам амплитуда в соотношениях (4.1) и (4.2) должна быть умножена на коэффициент η и результирующие спектры также умножаются на значение η.

Система сохраняла работоспособность при воздействии гармонической помехи на частоте, совпадающей с несущей частотой сигнала (наихудшая ситуация) и превышающей уровень шума на 40 дБ (по показаниям селективного микровольтметра SMV 8.5 с полосой частот 120 кГц), если уровень сигнала превышал пороговую чувствительность разработанной системы на 3 дБ. При пересчете к полосе частот 30 МГц отношение мощности узкополосной помехи к мощности шума составило P _п/ P _ш=40 (16 Дб), отношение мощности шума к мощности сигнала P _ш/ P _с=14-3=11 дБ.

На рис. 4.4 представлены нормированные к величине ядерной намагниченности M ₀спектральные характеристики комплексных огибающих помехи, шума и сигнала. В силу того, что процессор работает в импульсном режиме, гармоническая помеха преобразуется в прямоугольный радиоимпульс [5], длительность которого несколько больше длительности сигнала и равна τ=16.67 мкс. При описанных соотношениях P _п/ P _ш и P _ш/ P _с амплитуды помехи и сигнала установлены равными R _п=113.6 рад/c и R _с=5 рад/c (в единицах круговой частоты), что обеспечивало нелинейное преобразование интенсивных спектральных компонент помехи, сосредоточенных вокруг первых лепестков. Распределение внутреннего коэффициента усиления h принято соответствующим одностороннему нормальному закону с параметром

s_h=8.77×10³, что соответствует среднему значению áhñ=7×10³ для тонких кобальта. На рис. 4.4, а (масштаб по вертикальной оси логарифмический, по горизонтальной – линейный) представлены усредненные по параметру h амплитудные нормированные спектры | S _н(Ω)| комплексной огибающей радиоимпульса помехи на входе 1 и выходе 2 процессора, здесь же отмечены уровни модулей спектральных плотностей сигнала 3 и шума 4. Этот участок спектра подвергался сугубо нелинейной обработке. При этом модуль спектральной плотности помехи на выходе процессора выбеливался и терял лепестковую структуру, свойственную спектру его прямоугольной огибающей.

По мере роста частоты модуль спектральной плотности помехи уменьшался, на выходе процессора появлялись пульсации модуля спектральной плотности помехи. Эта ситуация представлена на рис. 4.4, б (масштаб по вертикальной оси линейный, а по горизонтальной оси – логарифмический). Постепенно разница между входным 1 и выходным 2 спектрами уменьшалась, что свидетельствовало о том, что эти участки спектра подвергались линейной обработке. Таким образом, спектральные компоненты сигнала и помехи, удаленные от центрального лепестка спектра помехи, запоминались в процессоре без искажений. В процессе нелинейного преобразования энергия помехи в полосе 30 МГц уменьшилась в 48.9 раза.