Термостабилизация и термокомпенсация положения рабочей точки покоя

Термостабилизация рабочей точки. Температурная стабилиза­ция режима работы усилителя достигается введением в схему от­рицательной обратной связи по току, напряжению или комбиниро­ванной. Для стабилизации рабочей точки при изменениях темпера­турного режима работы транзистора схемы усилителей дополняют элементами эмиттерной и коллекторной стабилизации.

Эмиттерная стабилизация режима осуществляется при помощи ООС по постоянному току через эмиттерный резистор R _э (рис. 24, а). Ток I _э, проходя по R _э, создает на нем падение напряже­ния, которое действует в противофазе с фиксированным напряжением смещения, снимаемым с резистора R2 делителя R1R2. С уве­личением температуры возрастает ток I _э, что вызывает увеличение токов I _б и I _к. Возрастает напряжение U_Rэ = I _э R _э на резисторе R_э вследствие чего автоматически повысится результирующий потен­циал на базе Е _эб = — U _R2+ U _Rэ, что вызовет уменьшение токов I _э, I _б и I _к. Емкость С _э блокирует по переменному току резистор R _эблагодаря чему устраняется падение напряжения сигнала на ре­зисторе, чем исключается ООС по переменному току и сохраняет­ся постоянство коэффициента усиления каскада.

Коллекторная стабилизация осуществляется при помощи ООС по напряжению, которая достигается подключением резистора R1 непосредственно к коллектору транзистора (рис. 24, б).С уве­личением температуры и возрастанием тока I _к (от исходного зна­чения I _oк) увеличивается падение напряжения на R_ки соответст­венно уменьшается (по абсолютному значению) напряжение на коллекторе U _кэ = E _к— I _к/ R _к и базе, что вызывает снижение тока ба­зы I _б, а следовательно, и тока I _к, который стремится возвратиться к своему исходному значению I _ок.

Более высокую стабильность работы обеспечивают схемы с комбинированной ООС по току и напряжению (рис. 24, в). Обычно комбинированная обратная связь вводится лишь для по­стоянного тока. Чтобы исключить обратную связь по переменному току, резистор R_э(элемент ООС по току) шунтируют конденсато­ром С _э большой емкости.

Рис. 24. Семы температурной стабилизации режима транзистора

Термокомпенсация рабочей точки. Температурная компенсация режима предусматривает применение в схемах нелинейных эле­ментов, параметры которых зависят от температуры. В качестве нелинейных (температурно-зависимых) элементов используют тер­морезисторы, диоды, транзисторы.

На рис. 25, а в делитель, подключенный к базе, вместо ре­зистора R2 установлен терморезистор, который при нормальной температуре имеет сопротивление, необходимое для установления начального рабочего режима. Через коллектор протекает требу­емый ток покоя. С повышением температуры сопротивление термо­резистора уменьшается, снижается напряжение между базой и эмиттером, вследствие чего ток покоя коллектора остается посто­янным. Для компенсации разброса параметров транзисторов и по­лучения требуемой характеристики термочувствительного элемента последовательно и параллельно с терморезистором включают ли­нейные (лучше переменные) резисторы R2, R3 (рис. 25, б).

Терморезисторы обладают неодинаковой с транзистором тем­пературной инерционностью. Лучшие результаты при компенсации дает включение диода в качестве термочувствительного элемента (рис. 25, в).

Температурные коэффициенты напряжения эмиттерно-базового перехода транзистора и диода, включенного в прямом направле­нии, одинаковы. Можно подобрать приборы с одинаковым темпе­ратурным изменением обратных токов, что обеспечит более полную компенсацию.

Диод V1 в схеме компенсирует температурный сдвиг входной характеристики транзистора. С повышением температуры умень­шается падение напряжения на диоде в проводящем направлении, следовательно, уменьшается напряжение смещения во входной це­пи. Обратный ток коллектора-транзистора компенсирует диод V2, об­ратный ток которого противоположен обратному току транзистора.

Рис. 25. Схемы температурной компенсации

 

11.7. Усилители переменного напряжения.

Усилению сигналов соответствует нагрузочный режим работы транзистора. На рис.26, а показана простей­шая схема усилителя на транзисторе типа р-n-р.

В транзисторном усилителе управляемой является коллекторная цепь, а управляющей — базовая. В коллекторной цепи транзисто­ра имеется источник питания Е _К (- Е _К), сопротивление нагрузки транзистора R _K и разделительный конденсатор С _Р. В базовую цель включены два источника: источник переменного напряжения с амплитудой U_{m Б}= U _вх и источник постоянного напряжения смеще­ния Е _см, последний в транзисторном усилителе необходим для того, чтобы обеспечить необходимый начальный ток покоя I _К0 в цепи коллектора (рис. 26, б, в). Для этого полярность напряжения сме­щения устанавливают так, чтобы оно отпирало транзистор. При отсутствии отрицательного напряжения смещения ток базы I _Б =0, в коллекторной цепи транзистора протекает настолько незначитель­ный ток, что практически транзистор можно считать запертым. Если бы в базовой цепи отсутствовал источник отрицательного на­пряжения, то в положительные полупериоды входного напряжения транзистор запирался и возникали бы большие нелинейные искаже­ния. Напряжение U _БЭ изменяется пропорционально входному сиг­налу U _вх и в коллекторной цепи происходит пропорциональное из­менение тока I _К.

Ток I _К создает на резисторе R _K пульсирующее напряжение. Раз­делительный конденсатор С _Р пропускает на выходные зажимы только переменную составляющую коллекторного напряжения.

Подбирая соответствующие значения Е _К, R _K и тип транзисто­ра, можно получить на выходных зажимах переменное выходное напряжение U _вых= U _КЭ~, во много раз превышающее амплитуду U_{m Б}. (R _н — сопротивление потребителя).

Эмиттерный переход транзистора при работе усилителя всегда от­крыт и во входной цепи протекает ток I _Б; следовательно, источник вход­ного напряжения всегда расходует мощность. При одновременном воз­действии на участок база-эмиттер двух напряжений Е_см и U_{m Б} в цепи базы протекает пульсирующий ток.

Постоянную составляющую создает источник смещения, а пе­ременную — источник входного напряжения. Мощность, потреб­ляемая от источника входного сигнала,

Р _вх= I_{m Б} U_{m Б}/2, (29)

Где I _{m Б} и U _{m Б} - соответственно амплитудные значения тока и напряжения в цепи базы.

Полезная мощность, выделяемая в коллекторном нагрузочном резисторе усилителя,

Р _вых= I _КЭ~ U _КЭ~/2. (30)

Коэффициент усиления по мощности

k _P= Р _вых/ Р _вх= I _КЭ~ U _КЭ~/(I_{m Б} U_{m Б}). (31)

Коэффициент усиления по мощности

K _U= U _КЭ~/ U_{m Б}. (32)

Коэффициент усиления по току

k _I= I _К~/ I_{m Б}. (33)

Следовательно,

k _P= k _I k _U (34)

Рис. 26. Схема усилителя на транзисторе с ОЭ (а), динамическая выходная характеристика транзистора (б), изменения тока на выходе усилителя (в)

 

11.8. Требования к предварительным, промежуточным и конечным каскадным усилителям.

Каскады предварительного усиления (КПУ) повышают уро­вень сигнала до значения, необходимого для нормальной работы оконечного или предоконечного каскада. Выполняются КПУ на дискретных элементах (транзисторах, лампах) или на ИМС либо по интегральной технологии.

Основной особенностью КПУ является работа при малых уров­нях сигнала. При слабых сигналах связь между мгновенными зна­чениями токов и напряжений на рабочем участке входной характе­ристики УЭ можно считать линейной. Обычно УЭ КПУ работают в режиме А, при котором нелинейные искажения весьма малы.

Особенности проме­жуточных каскадов рассмотрим на микросхеме К140УД7 (рис.27). Промежуточный каскад выполнен на транзисторах V14, V16. Сигнал на базу V14 поступает с выхода ДУ. Чтобы входное сопротивление промежуточного каскада не шунтировало динамическое сопротивление нагрузки ДУ, транзи­стор V14 включен с ОК. Транзистор V16 включен с ОЭ. Его нагрузкой служит высокое динамическое сопротивление источника фиксированного тока ИФТ (генератора стабильного тока ГСТ) на транзисторе V15. В результате промежуточный каскад обеспе­чивает высокое (примерно 200) усиление. Режимный ток V15 за­дается со схемы ДУ на базу V15. С помощью конденсатора С осуществляется внутренняя коррекция с фазовым запаздыванием. Чтобы не снижать усиления промежуточного каскада, к нему подключен эмиттерный повторитель ЭП (на верхнем эмитте­ре двухэмиттерного транзистора V19) с высоким входным сопро­тивлением. Нагрузкой ЭП служит параллельное соединение дина­мического сопротивления ГСТ (на верхнем коллекторе V15) и входного сопротивления выходного двухтактного каскада на тран­зисторах V23, V24, включенных с ОК. Напряжение смещения на транзисторы двухтактного выходного каскада (с температурной компенсацией положения точки покоя) обеспечивают транзисторы V17 и V18. Смещение устанавливается подбором тока V19 (выбо­ром площади верхнего коллектора V15).

Рис. 27. Схема каскадов операционных усилителей.

Оконечный каскад усили­теля должен обеспечить требуемый уровень сигнала в нагрузке при допустимых линейных и нелинейных искажениях. При актив­ной нагрузке оконечный каскад должен обеспечивать необходимую мощность сигнала, а при реактивной (например, емкостной) — не­обходимое выходное напряжение.

Оконечные каскады работают при высоком уровне сигнала, что вызывает необходимость использовать мощные УЭ с высоким по­треблением энергии от источника питания. В этом случае важно снизить мощность, рассеиваемую на УЭ, и обеспечить их удовлетво­рительный температурный режим, получить более высокий к. п. д. и повысить экономичность усилителя. Получение в оконечном кас­каде требуемых выходной мощности и к. п. д. при минимальных нелинейных искажениях достигается выбором типа УЭ, способа его включения и режима работы, а также вида межкаскадной связи.

Для получения наибольшего усиления по мощности УЭ включа­ют с общим эмиттирующим электродом. Включение транзистора с ОБ позволяет снизить уровень нелинейных искажений. Однако по­лучаемый меньший коэффициент усиления мощности требует боль­шего усиления в предоконечном каскаде усилителя. Включение транзистора с ОК. обеспечивает согласование выходного сопротив­ления каскада с малым сопротивлением нагрузки. Электронные лампы в оконечных каскадах обычно включают с общим катодом, при котором обеспечивается возбуждение каскада сигналом с ма­лой амплитудой.

Однотактные оконечные и предоконечные каскады по способу подключения входного сигнала и нагрузки подразделяются на трансформаторные и бестрансформаторные. УЭ обычно в них вклю­чают с ОЭ, ОИ, ОК. В однотактных каскадах УЭ работают, как правило, в режиме А, в двухтактных — в режимах А, В или С.

 

11.9. Схема и работа однотактных усилителей.

Схемы однотактных оконечных каскадов усиления различаются типом и способом включения УЭ, видом цепей меж­каскадной связи и выходного устройства. В качестве входных уст­ройств используют обычные межкаскадные цепи. Выходные цепи оконечного каскада выбирают исходя из ряда требований. Выход­ная цепь должна рассеивать небольшую часть мощности, потребля­емой от источника питания, и с небольшими потерями передавать мощность усиливаемого сигнала от УЭ в нагрузку. Выходная цепь должна обеспечить согласование фактического сопротивления на­грузки усилителя с оптимальной нагрузкой выходной цепи.УЭ.

Каскад с непосредственным включением нагрузки в выходной цепи УЭ (рис. 28, а) схемно прост, отсутствуют потери мощно­сти и нелинейные искажения, вносимые выходным устройством. Однако при непосредственном включении нагрузки R _нчерез нее протекает постоянная составляющая выходного тока, вследствие чего значительна рассеиваемая мощность, невысок (около 20%) к. п. д. схемы.

В резисторном однотактном оконечном каскаде (рис. 28, б) нагрузка R _н подключается к выходному электроду УЭ через разде­лительный конденсатор С_р, который не пропускает через нагрузку постоянную составляющую тока УЭ. К. п. д. такой схемы мал (5—6%), поэтому такое включение целесообразно лишь при не­большой выходной мощности.

Рис. 28. Схемы выходных каскадов с непосредственным включением на нагрузки и через разделительный конденсатор

В однотактном оконечном каскаде с динамической транзистор­ной нагрузкой (рис. 29, а) в качестве нагрузки выходной цепи УЭ служит транзистор. Использование транзисторной нагрузки увеличивает коэффициент усиления, расширяет динамический диа­пазон, снижает уровень нелинейных искажений. Активным в схеме является транзистор V1, включенный с ОЭ, его нагрузкой служит транзистор V2. Коэффициент усиления по напряжению каскада с ОЭ К _н= h _21э R _~/ R _вх.э,— сопротивление переменному току, равное сопротивлению параллельно соединенных выходного сопро­тивления R _вых, активного транзистора V1, нагрузки R _н и динами­ческого сопротивления R коллекторной цепи V1. Динамическое сопротивление нагрузочного транзистора V2 равно его выходному

сопротивлению R=R _вых2. Поскольку R _вых2 велико, коэффициент усиления К_н каскада высок.

Введение (с помощью невысокого сопротивления резистора R_э2) местной ООС по току в нагрузочном транзисторе V2 повышает вы­ходное динамическое сопротивление R _вых2, а следовательно, — уси­ление каскада. Выходное сопротивление переменному току R _вых2 нагрузочного транзистора зависит от амплитуды выходного сигна­ла. Это позволяет компенсировать нелинейность характеристик ак­тивного транзистора V1 и уменьшить нелинейные искажения сиг­нала. Выходное сопротивление R _вых2 нагрузочного транзистора ма­ло шунтирует нагрузку R _н, что позволяет повысить использование источника и уменьшить ток покоя, потребляемый активным тран­зистором. Режим работы нагрузочного транзистора V2 устанавли­вается и стабилизируется с помощью резисторов R3, R4, R _э2 и диода VD.

На рис. 29, б приведена схема усилительного каскада с ди­намической нагрузкой на полевых транзисторах. Активный тран­зистор V1 включен с ОИ, а нагрузочный V2 с ОЗ. По постоянному току оба транзистора включены последовательно. При таком включении транзистора V2 и наличии местной ОС за счет резисто­ра R3 сопротивление динамической нагрузки, а следовательно, и коэффициент усиления каскада максимальны.

Схема выполняется на однотипных транзисторах, что улучша­ет температурную стабильность и облегчает выполнение каскада по интегральной технологии.

Однотактные трансформаторные каскады обладают более вы­соким к. п. д., который можно обеспечить соответствующим подбо­ром коэффициента трансформации трансформатора при работе на нагрузку, как с малым, так и большим сопротивлением. Однотакт­ные оконечные трансформаторные каскады используются лишь в режиме А.

Мощность, отдаваемая УЭ, Р _~=0,5 I_{m вых} U_{m вых}. В режиме А при синусоидальном сигнале среднее значение за период выходно­го тока УЭ I_ср=I₀, а выходного напряжения — U _ср= U ₀. Средняя мощность, потребляемая от источника питания, Р₀= I_ср U _ср= I₀ U ₀. Разность потребляемой и отдаваемой нагрузке мощностей выделяется (рассеивается) на выходном электроде УЭ

P _рас= P ₀ - P _~. (35)

Усилительный, элемент выбирают так, чтобы его допустимая мощность рассеяния P _{рас.доп}≥(1,1÷1,2) P _рас. При наличии транс­форматора в выходной цепи УЭ часть мощности Р _~ теряется в нем. С учетом к. п. д. трансформатора η_тр мощность, выделяемая в на­грузке,.

P _н= η_тр Р _~.

Для выходной цепи УЭ к. п. д.

η= Р _~ / Р ₀=0,5 I_{m вых} U_{m вых}/I₀ U ₀=0,5ψζ (36)

где ψ= I_{m вых}/ I₀ и ζ= U_{m вых}/ U ₀— соответственно коэффициенты использования тока и напряжения питания.

При полном использовании ψ=ζ=l к. п. д. выходной цепи максимален и равен 0,5 (т. е. 50%).

Мощность рассеяния с учетом использования источника пита­ния

P _рас= Р ₀- Р _~= Р _~/η- Р _~= Р _~ (1- η)/η= Р _~(1-0,5ψζ)/0,5ψζ.

При ψ=ζ=l Р_рас=Р_~; при ψ=1 и ζ=0,5 Р_рас=3Р_~.

Отсюда следует, что мощность рассеяния УЭ (при заданной по­лезной мощности Р_~) зависит от к. п. д. выходной цепи УЭ, т. е. от использования тока и напряжения источника питания.

В транзисторных каскадах значения ψ и ζ обычно выбирают в пределах от 0,9 до 1. При ψ=ζ=0,9 Р_рас =1,5Р_~, а мощность, по­требляемая от источника питания, Р₀=Р_рас + Р_~= 1,5Р+Р_~=2,5Р_~.

В транзисторном трансформаторном каскаде, работающем в режиме А, при отсутствии сигнала на входе (U_{m вх}=0), а также при обрыве и коротком замыкании нагрузки отдаваемая мощность Р_~=0, а на УЭ рассеивается максимальная мощность Р_рас=Р₀ =2,5Р_~, что может вызвать нарушение теплового режима.

Рис. 29. Схемы усилительных каскадов с динамической нагрузкой на биполярных и полевых транзисторах.

На рис.30, а приведена схема оконечного трансформаторно­го каскада на биполярном транзисторе, включенном с ОЭ, а на рис. 30, б на семействе статических выходных характеристик обозначена рабочая область, в пределах которой должны выби­раться рабочие параметры транзистора.

Напряжение покоя U_кэо обычно стремятся выбирать возможно больше, но не выше (0,3÷0,4) U_{кэ макс.доп}. При большем U_кэо уве­личивается коэффициент усиления каскада, уменьшаются нелиней­ные искажения сигнала, требуется меньшая мощность на входе УЭ, повышается экономичность источника питания. При малом значении напряжения U_кэо для получения заданной мощности Р_~

потребуется увеличить выходные I _ко и I _{к т} и входной I _{б т} токи, на­пряжение U_бэт, входную мощность Р _вх. При этом снизится коэф­фициент усиления по мощности, а с увеличением токов I _{к т} и I _{б т} возрастут нелинейные искажения сигнала. Нелинейные искажения и к. п. д. каскада зависят от выбора рабочей точки транзистора. Ток покоя исходя из максимальной мощности рассеяния Р_рас=(2,5÷3) Р _~= P ₀= I _коU_кэо составит:

I _ко=(2,5÷3) Р _~/U_кэо. (37)

Однотактные оконечные каскады имеют относительно малый (до 50%) к. п. д. Лучшие показатели можно получить от оконеч­ных каскадов, выполненных по двухтактной схеме.

Рис. 30. Однотактный трансформаторный выходной каскад с ОЭ и семейство выходных статистических характеристик.

11.10. Схема и работа двухтактных усилителей.

Двухтактные каскады (ДК) содержат два УЭ, ра­ботающие в противофазе на общую нагрузку. В зависимости от способа управления УЭ различают три типа двухтактных каскадов.

Каскады с параллельным управлением двухфазным напряже­нием сразу двух плеч схемы от одного источника сигнала Плечи схемы выполняются на однотипных УЭ. Двухфазное напряжение сигнала получают от специальных фазоинверсных каскадов или от трехобмоточных трансформаторов. Такого типа каскады использу­ются в трансформаторных усилителях.

Каскады с параллельным управлением однофазным входным напряжением, в которых входной сигнал подается сразу на оба плеча схемы от одного источника сигнала. Противофазная работа плеч достигается применением в них разноструктурных (р-п - р и п-р-п) транзисторов. Такие каскады широко применяются в бес­трансформаторных усилителях.

Каскады с последовательным управлением однофазным напря­жением. В этих каскадах напряжение от источника сигнала пода­ется на вход одного (ведущего) плеча, с выхода которого сигнал подается на вход второго (ведомого) плеча. Обычно плечи схемы выполняют на однотипных УЭ с бестрансформаторным вы­ходом.

Двухтактные каскады (ДК) первых дв)ух типов выполняют на транзисторах, включаемых с ОЭ и ОБ; в бестрансформаторных — с ОЭ и ОК. В первых двух типах ДК УЭ работают в режимах А или В, в третьем — в режиме А.

На рис. 31 приведены транзисторные двухтактные оконечные каскады на транзисторах, включенных с ОЭ с резисторно-емкостной связью с предоконечным каскадом (рис. 31, а) и с транс­форматорной связью (рис. 31, б).

В усилительных каскадах использована эмиттерная стабилиза­ция. Схема с резисторно-емкостной связью (рис. 31, а) име­ет индивидуальные для каждого транзистора делители смещения R1R2; при трансформаторной связи делитель R1R2 общий на оба

транзистора. Для симметрирования плеч двухтактной схемы и до­полнительной стабилизации в каскад могут включаться резисторы R _э' и R _э". При работе УЭ в режиме В резисторы R _э, R _э' и R _э"отсут­ствуют. Иногда резисторы R1 или R _э делают регулируемыми, что позволяет выравнивать коллекторные токи плеч схемы. На входе схем действуют равные по величине, но противофазные напряже­ния возбуждения u _вх1 и u _вх2.

Свойства двухтактных схем. Проанализируем свойства двух­тактных схем на примере трансформаторной схемы транзисторного оконечного каскада с параллельным управлением двухфазным на­пряжением (рис. 31, а). При косинусоидальном входном сигнале напряжения, снимаемые с вторичных полуобмоток транс­форматора Tp1,противофазны

u _вх1= U_m cos ωt, u _вх2= U_m cos (ωt+π) = — U_m cos ωt.

Под действием этих противофазных напряжений токи в коллек­торных цепях транзисторов V1 и V2 можно представить в виде ря­да Фурье

i _к1= I _ок1+ I _{к1 т} cos ωt+ I _{к2 т} cos 2ωt+ I _{к3 т} cos 3ωt+… (38)

Учитывая противофазность напряжений на входе, ток i _к2 полу­чим заменой в выражении (38) значений ωt на ωt+π:

i _к2= I _ок2+ I _{к1 т} cos ωt+ I _{к2 т} cos 2ωt+ I _{к3 т} cos 3ωt+… (39)

Выходные токи плеч i _к1и i _к2 протекают по полуобмоткам пер­вичной обмотки выходного трансформатора Тр2 в противополож­ных направлениях. Противофазные токи i _к1 и i _к2 создают в выход­ном трансформаторе Тр2 результирующий магнитный поток, про­порциональный разности токов i _к1— i _к2. Ток в нагрузке (во вторич­ной обмотке Тр2) пропорционален результирующему магнитному потоку, т. е. пропорционален разности токов плеч

I _н= к (i _к1— i _к2) = к (2 I _{к1 т} cos ωt + 2 I _{к3 т} cos 3ωt +...),

где к — коэффициент пропорциональности.

Рис. 31 Трансформаторные двухтактные оконечные каскады с резисторно-емкостной и трансформаторной связью

В двухтактном каскаде происходит компенсация четных гармо­ник токов плеч и выходной ток в нагрузке содержит только нечет­ные гармоники. За счет этого в двухтактной схеме мал уровень не­линейных искажений. Компенсация четных гармоник позволяет ис­пользовать в ДК экономичный режим В, при котором высок уро­вень четных гармоник.

Постоянные составляющие коллекторного тока I _ок1 и I _ок2 плеч схемы противофазны в первичной обмотке выходного трансформа­тора и в разностном токе отсутствуют, поэтому сердечник выход­ного трансформатора Тр2 работает без постоянного подмагничивания, что снижает его габаритные размеры, массу и стоимость.

Ток в проводах питания схемы (общих для двух плеч) равен сумме токов плеч:

i _Σ= i _к1+ i _к2=2(I _ок+ I _{к2 т} cos 2ωt+…) (40)

и содержит постоянную составляющую и четные гармоники, отсутствии в этом токе гармоник основной частоты сигнала снижается нежелательная межкаскадная ОС через источник, упроща­ются развязывающие фильтры. Переменный магнитный поток (при равенстве токов плеч i _к1= i _к2= i _к) определяется суммарной ам­плитудой коллекторных токов i _к1 и i _к2 Ф=к(i _к1+ i _к2)=2 ki _к=2 k I _{к m} cos ωt, так как эти токи, хотя и протекают в первичной об­мотке трансформатора навстречу друг дру­гу, но имеют противоположную полярность (рис. 32.). Под действием этого магнит­ного потока во вторичной обмотке выходно­го трансформатора будет индуктироваться э.д. с, пропорциональная удвоенной ам­плитуде переменного коллекторного тока, вследствие чего мощность, отдаваемая двух­тактным усилителем, вдвое больше мощно­сти каждого плеча. Двухтактные схемы с учетом отмеченных достоинств, несмотря на их усложнение, применяют в оконечных каскадах, начиная с полезной мощности в нагрузке в 2—3 Вт, а при питании от доро­гостоящих элементов — и при меньших (ме­нее 1 Вт) мощностях.

Двухтактные каскады допускают работу УЭ в режимах А и В. Наиболее часто они работают в режиме В, при котором рабочая точка выбирается в области отсечки коллек­торного тока. Практически в исходном состоянии в этом режиме транзисторы заперты. При подаче даже слабого сигнала один из транзисторов отпирается.

Рис. 32. Диаграммы токов и напряжений двухтактной схемы

Смена состояний транзисторов будет происходить через половину периода усиливаемых колебаний.

На рис. 33 приведены графики физических процессов в ДКУ, работающем в режиме В. Для более эффективного использования транзисторов выбирают U _{к m} ≈ Е _к, I _{к m} ≈ I _{к макс}, т. е. напряжение питания и амплитуду выходного тока ограничивают значениями

Е _к≤ U _{к макс}, I _{к m} + I _{к мин}≤ I _{к m} + I _{к макс}. Поскольку плечи работают поочередно, то каждое плечо отдает в нагрузку мощность

Р_~'= Р_~"= Р_н/2η_тр.

Мощность, отдаваемая всем каскадом,

Р_~= Р_н/2η_тр=0,5 I _{к m}U _{к m}/ η_тр,

где I _{к m}=I _{к макс}- I _{к мин}; U _{к m}=Е _к-(U _{к мин}+Δ Е _к)

Мощность, потребляемая от источника питания обоими тран­зисторами,

Р₀=2 Е _к (I _{к ср}+ I _{к мин}),

где I _{к ср}= I _{к т/ π}—постоянная составляющая полусинусоидального импульса выходного тока с амплитудой I _{к т} .

Электрический к. п. д. каскада (без учета потерь в трансфор­маторе)

где U _{к m} /Е_к=ζ — коэффициент использования напряжения коллекторного источ­ника.

 

При I _{к m} ≥π I _{к мин} η_B=πζ/4; при полном использовании кол­лекторного источника (ζ=1), к. п. д. стремится к максималь­ному:

η_B=η_макс=π/4=0,786, т.е. 78,6 %.

Отсюда следует, что выгодно работать при возможно большем использовании источника питания, так как при этом растет эконо­мичность каскада.

Мощность, рассеиваемая на коллекторах обоих транзисторов,

2Р _{к рас}= Р ₀+ Р _~= Р _~/ η_B - Р _~= Р _~ (1 - η_B)/ η_B.

По этой мощности выбирают тип транзистора. Чтобы избежать перегрузки транзисторов, мощность, отдаваемая нагрузке двух­тактным выходным каскадом в режиме В, принимается

Р _~≥(0,25÷0,3) Р _н/η_тр.

При большом уровне входного сигнала транзисторы большую часть полупериода работают в режиме насыщения с верхней отсеч­кой коллекторного тока, форма выходного сигнала приближается к прямоугольной. К. п. д. может достигать 90—95%, а мощность в нагрузке в 10 —20 раз превышает мощность рассеяния на коллекторе.

Рис. 33. К анализу процессов в двухтактной схеме в режиме В

Двухтактные бестрансформаторные каскады. Двухтактная схе­ма с бестрансформаторным выходом с параллельным управлением однофазным напряжением (рис. 34, а) имеет лишь простой входной трансформатор. Управление обоими плечами осуществля­ется одновременно одним однофазным напряжением u _вх. В схеме используются разноструктурные (р- п -р и п -р- п) транзисторы, включенные с ОЭ.

При работе, например, в режиме В транзистор V1 открывается отрицательным напряжением на базе, a V2 — положительным. Схема двухтактная, поскольку в течение каждого полупериода сигнала один транзистор открыт, а другой закрыт. Постоянные со­ставляющие токов обоих транзисторов I _ок1 и I _ок2 в нагрузке взаим­но компенсируются, так как текут навстречу друг другу. Посколь­ку постоянная составляющая выходного тока I _ок через нагрузку не протекает, нагрузка подключена к общему проводу через разде­лительный конденсатор С _р. В схеме осуществляется последова­тельное питание транзисторов по постоянному току (ток протека­ет через оба транзистора и источник Е). Переменные составляю­щие токов плеч i _к1 и i _к2 в нагрузке складываются.

Схема управляется однофазным напряжением. Его можно по­лучить от резисторного каскада с транзистором, включенным с ОЭ. Входной трансформатор из схемы можно исключить, что упростит интегральное исполнение усилителя. Вариант такой бестрансфор­маторной двухтактной схемы на комплементарных (разнострук-турных) транзисторах приведен на рис. 34, б. В схеме использу­ется непосредственная связь между каскадами. Входное напряже­ние прикладывается между базой транзистора V3 и общим прово­дом. Транзисторы V2 и V3 оказываются включенными с ОК (об­щим электродом для входной и выходной цепей у транзистора V2 является коллектор). Выходные токи плеч протекают так же, как в каскаде по схеме рис. 34, а. При включении транзисторов с ОК должно быть u _вх> u _вых, поэтому отсутствие в схеме входного трансформатора привело к уменьшению коэффициента усиления по мощности. Диод VD в схеме обеспечивает смещение на транзис­торах и температурную стабилизацию рабочей точки. Сопротивле­нием нагрузки транзистора V1 по постоянному току служит сум­марное сопротивление R + R _VD. На сопротивлении диода R _VD соз­дается напряжение 2 U _бэо = U _бэV2+ U _бэоV3. Сопротивлением нагруз­ки по переменному току служит параллельное соединение резисто­ра R и входного сопротивления V3. При использовании мощных транзисторов в бестрансформаторном оконечном каскаде трудно подобрать близкие по характеристикам разноструктурные пары транзисторов. В этом случае двухтактную схему выполняют на составных транзисторах (рис. 35, а). Мощные транзисторы V4, V5 имеют одинаковую проводимость. Пары V2, V4 и V3, V5 состав­ных транзисторов эквивалентны одиночным соответственно р-п-р и п-р-п транзисторам. Транзисторы V2—V5 используются в режиме В. Конденсатор С обеспечивает постоянство режима работы транзисторов при изменениях сопротивления нагрузки (вплоть до ее обрыва). Резистор R1 по переменному току подключен параллель­но нагрузке, его сопротивление выбирают R1≥ (30÷50) R _н.

Схема с последовательным возбуждением несимметричным од­нофазным напряжением (рис. 35, б) может быть выполнена на однотипных транзисторах. Напряжение сигнала u _вх1 поступает на вход нижнего (ведущего) плеча. На вход верхнего (ведомого) плеча противофазное напряжение u _вх2 снимается с резистора R5. По постоянному току транзисторы V1, V2 включены последова­тельно, а схемно — с ОЭ. Делитель R1R2 определяет исходный ток транзисторов, а делитель R3R4 — распределение напряжения меж­ду ними. Оконечные каскады с последовательным управлением ра­ботают лишь в режиме А. Их к. п. д. не превышает 50%. Возмож­ность применения в схеме однотипных транзисторов облегчает из­готовление усилителя по интегральной технологии.

Рис. 34. Бестрансформаторные двухтактные каскады с входным трансформатором и без него

Рис. 35. Двухтактные бестрансформаторные каскады

 

11.11. Многокаскадные усилители.

В большинстве случаев коэффициент усиления, полученный в од­ном каскаде усилителя, оказывается недостаточным для практических целей. Для получения необходимого коэффициента усиления отдель­ные каскады связывают между собой с помощью различных цепей свя­зи, из которых наиболее распространены усилители с резисторно - емкостной и трансформаторной связями.

 

Двухкаскадный усилитель с резисторно - емкостной связью

Достоинства рассматриваемых усилителей — малый вес и га­бариты в связи с конструктивной простотой деталей; возможность получения незначительных частотных искажений в широком диапа­зоне частот. Переменное напряжение входного сигнала (рис. 36) из­меняет потенциал базы транзистора VT1 относительно заземленно­го эмиттера, вызывая изменения его базового и коллекторного то­ков. Переменная составляющая напряжения на R_K1, превышающая в несколько раз входное напряжения U_BX, через конденсатор связи С_СВ подается на базу VT2, вызывая более сильные изменения его базового и коллекторного токов, а следовательно, и более сильные изменения напряжения на резисторе R_K2. Выходное напряжение U_ВЫХ, представляющее собой падение напряжения от переменной составляющей коллекторного тока на резисторе R_K2, во много раз выше входного напряжения, подаваемого на первый каскад. Коэф­фициент усиления двухкаскадного усилителя, как указывалось выше, равен произведению коэффициентов усиления первого и вто­рого каскадов.

Рис. 36. Двухкаскадный усилитель с резисторно – ёмкостной связью

Двухкаскадный усилитель на полевом и биполярном транзисторах

Нестабильность выходных характеристик биполярных транзисто­ров из-за температурного дрейфа носителей тока и малое входное со­противление вынуждают усложнять схемы усилителей, что ведет к снижению надежности работы усилительных каскадов электронных устройств.

Для полевых транзисторов характерно отсутствие температур­ного дрейфа, малые шумы, высокая радиационная стойкость и большое входное сопротивление, что является важным преимуще­ством применения их в усилительных каскадах. Однако малая кру­тизна характеристики полевых транзисторов в известной степени ограничивает их применение в усилителях из-за невысокого коэф­фициента усиления. Поэтому целесообразно применять комбини­рованные каскады на биполярных и полевых транзисторах, кото­рые позволяют получить значительное усиление, обеспечиваемое биполярными, и высокое входное сопротивление, обеспечиваемое полевыми транзисторами, что удобно для использования в устрой­ствах с высокоомными датчиками сигналов. На рис. 37 изобра­жен двухкаскадный усилитель на полевом транзисторе с р кана­лом и на биполярном транзисторе р-п-р, включенными по схеме общий исток — общий эмиттер. Данный усилитель составлен из каскадов ранее рассмотренных усилителей. Входной переменный сигнал с напряжением U_ВХ от высокоомного источника сигналов поступает на затвор и исток транзистора VT1. Соответственно из­меняющемуся входному напряжению изменяется ток стока I_С. Пе­ременная составляющая падения напряжения на резисторе R_C от­водится конденсатором связи С_СВ на базу транзистора VT2, про­порционально которой изменяется ток I_К и переменная составля­ющая падения напряжения на резисторе R_K, отводимая конденса­тором С_р2 на резистор нагрузки R_H.

Рассматриваемые ниже двухкаскадные усилители работают анало­гично, отличаясь лишь междукаскадными связями, о которых будет дано соответствующее пояснение.

Рис. 37. Двухконтактный усилитель на полевом транзисторе с р каналом и биполярном транзисторе

р-п-р, включённым по схеме общий исток – общий эмиттер

Двухкаскадный усилитель с трансформаторной связью

Схема двухкаскадного усилителя напряжения с трансформатор­ной связью и трансформаторным выходом на транзисторах приве­дена на рис. 38. Она отличается от усилителей с RC-связью тем, что в ее коллекторные цепи вместо резисторов включены первич­ные обмотки трансформаторов Т1 и Т2. Усиленный транзистором VT1 входной сигнал передается вторичной обмоток трансформа­тора Т1 на базу транзистора VT2, вызывая более сильные изме­нения коллекторного тока транзистора VT2 и увеличение выход­ного напряжения, снимаемого со вторичной обмотки трансформатора Т2. Между базой транзистора VT2и вторичной обмоткой трансформатора Т1включен конденсатор С_СВ. Он предназначен изолировать базу транзистора VT2от +Е_К, которое может быть подано через вторичную обмотку трансформатора Т1,не препят­ствуя при этом прохождению переменного тока на базу VT2от вторичной обмотки Т1.

Достоинство схем с трансформаторной связью состоит в легком согласовании сопротивлений последующего каскада с предыдущим и в получении высокого коэффициента усиления. Основные недо­статки:

— большие нелинейные искажения из-за наличия индуктивности обмоток -трансформатора;

— большие габариты;

— большая стоимость усилителя.

Рис. 38. Схема двухкаскадного усилителя напряжения с трансформаторной связью и трансформаторным выходом

Двухкаскадный резисторный усилитель

Этот тип усилителей (рис. 39) занимает промежуточное поло­жение между усилителями с RC-связью и с трансформаторной свя­зью. Как видно из этой схемы, оба каскада выполнены на резисто­рах, а трансформатор Т — согласующее устройство между каска­дами. Конденсатор связи С_СВ необходим, чтобы пропускать только переменную составляющую напряжения с первого каскада на первичную обмотку трансформатора Т. Этот тип усилителя в основном обладает качествами усилителя с RC – связью.

Рис. 39. Схема резисторно – трансформаторного усилителя

 

11.12. Усилители постоянного тока.

11.12.1. Определение. Классификация.

Усилители постоянного тока (УПТ) могут усиливать электрические колебания со спектром частот от 0 до ƒ_в, определяемой назначением и условиями работы. По принципу дей­ствия усилители постоянного тока подразделяют на усилители пря­мого усиления и усилители с преобразованием. В УПТ с преобра­зованием усиливаемый постоянный ток преобразуется в перемен­ный и усиливается с последующим выпрямлением (усиление с мо­дуляцией и демодуляцией сигнала — МДМ).

Особенностью схем УПТ прямого усиления является наличие гальванической (непосредственной) связи между выходным элект­родом усилительного элемента (коллектором, анодом) одного кас­када с входным электродом усилительного элемента (базой, сет­кой) следующего каскада. При гальванической связи цепь связи между каскадами не содержит реактивных элементов (конденсато­ров, трансформаторов), поэтому пропускает сколь угодно медлен­ные изменения токов.

Гальваническая связь, хорошо передавая перепады потенциа­лов и медленные изменения токов между каскадами, затрудняет установку режима работы усилительного элемента, вызывает не­стабильность работы самого усилителя. При изменениях напряже­ния источников питания, нарушении режимов работы усилительныхэлементов или их параметроввозникают медленные измене­ния токов, которые через цепи гальванической связи передаются на вход усилителя и приводят к изменениям выходного напряже­ния. Практически эти изменения выходного сигнала неотличимы от изменений, вызванных воздействием полезного сигнала на входе усилителя.

11.12.2. Балансные схемы УПТ.

Балансные схемы в сочетании с взаимной компенсацией, глу­бокой ООС и термокомпенсацией нелинейными элементами позволя­ют значительно увеличить стабильность УПТ. В большинстве слу­чаев балансные схемы усилителей выполняют двухтактными. Для уменьшения дрейфа нуля применяются балансные схемы усилите­лей параллельного и последовательного типов.

На рис. 40, б приведена схема параллельно-балансного кас­када. В схеме коллекторные резисторы R _к1 и R _к2 и внутренние со­противления транзисторов образуют четыре плеча моста. К одной диагонали моста между цепями коллектор — эмиттер подключается напряжение питания, а в другую (между коллекторами) — нагруз­ка. Входной усиливаемый сигнал прикладывается к базам обоих транзисторов. При R _к1 = R _к2 и идентичных транзисторах плечи мо­ста симметричны. Если сигнал на входе схемы отсутствует (u _вх = 0), разность потенциалов между коллекторами V1 и V2 также равна нулю. Если и _вх≠0, то потенциалы на коллекторах транзис­торов получают одинаковые по значению, но разные по знаку при­ращения (∆U_к1 = — ∆U _к2),вследствие чего в нагрузке появится ток.

Параллельно-балансные каскады могут быть использованы в качестве первых высокостабильных каскадов многокаскадных уси­лителей, а также в качестве выходных каскадов, если нужно полу­чить симметрично изменяющееся напряжение (например, для от­клоняющих пластин осциллографической трубки) или симметрично изменяющийся ток (например, для отклоняющих катушек элект­ронно-лучевых трубок, обмоток реле). Высокая стабильность вы­ходных данных объясняется тем, что изменения режима (темпера­туры, напряжения источника и т. д.) в симметричной схеме приво­дят к одинаковым изменениям потенциалов на коллекторах, поэто­му выходное напряжение и ток в нагрузке не меняются.

В симметричной схеме ток через резистор R_э можно считать не­измененным (∆I_э1 = -∆ I_э2)поэтому обратная связь в схеме невозникает. Регулировкой сопротивления резистора связки R1 с от­водом средней точки можно уменьшить колебания токов коллек­торов. Резистор R1, являясь сопротивлением обратной связи, сни­жает усиление, однако он предотвращает запирание одного из тран­зисторов при малейшем разбалансе базовых потенциалов, чем рас­ширяет динамический диапазон входных сигналов.

Балансные каскады последовательного типа на транзисторах распространения не получили, так как обладают большим дрей­фом нуля, поэтому здесь не рассматриваются.

Рис.40. Схема УПТ с параллельно балансным каскадом

11.12.3. Дрейф нуля и его снижение.

Изменения выходного напряжения, обусловленные внутренними процессами в усилителе (нестабильностью напряжения источников питания, нестабильно­стью параметров активных и пассивных элементов схемы, измене­ниями температуры окружающей среды и т. д.) и не связанные с входным напряжением, называют дрейфом нуля усилителя. Абсо­лютный дрейф нуля характеризуется максимальным изменением выходного напряжения, если отсутствует сигнал на входе (при замкнутом входе) усилителя за определенный промежуток време­ни. Напряжение дрейфа, приведенное к входу усилителя, равно от­ ношению напряжения абсолютного дрейфа к коэффициенту усиле­ния усилителя:U_др.вх=U_{др.вых.макс}/К.

Приведенное к входу напряжение дрейфа U_др.вх ограничивает минимально различимый входной сигнал; по существу напряжение дрейфа определяет чувствительность усилителя. Для нормальной работы усилителя напряжение дрейфа не должно превышать за­данного минимального напряжения усиливаемого сигнала. Если напряжение дрейфа на входе усилителя окажется того же порядка, что и напряжение сигнала или больше его, то уровень искажений усилителя превысит допустимое значение. Это может вызвать сме­щение рабочей точки усилителя вне рабочей области характери­стик усилительного элемента («дрейф нуля»).

Основными способами уменьшения напряжения дрейфа явля­ются: стабилизация напряжений или тока всех источников пита­ния, влияющих на режим усилительного каскада; применение глу­бокой ООС; компенсация температурного дрейфа элементами с не­линейной зависимостью параметров от температуры; применение балансных (мостовых) схем; преобразование постоянного тока в переменный и усиление переменного тока с последующим выпрям­лением.