Иерархические режимы модуляции

Как правило, при использовании многопозиционной QAM рас­стояние между соседними точками, обозначающими положение кон­ца вектора сигнала, выбирается одинаковым. Однако выбор распо­ложения этих точек позволяет осуществить так называемую неод­нородную квадратурную амплитудную модуляцию. С ее помощью реализуют «иерархичность» в передаче информации.

На рисунке 3.15 показаны векторные диаграммы для способа квадратурной амплитуд­ной модуляции 16- QAM.

На рисунке 3.15,а — обычная модуляция 16- QAM, на рисунках 3.15,б и 3.15,в — неоднородная 16-QAM.

Рисунок 3.15 — Векторные диаграммы сигналов 16- QAM при иерархической передаче: а) обычная модуляция 16- QAM; б) неоднородная модуляция 16- QAM, α = 2; в) декодирование модуляции только высшего приоритета; г) неоднородная мо­дуляция 16-QAM, α = 4

Как видно из ри­сунка 3.15, при неоднородной модуляции допустимые положения вектора сигнала расположены на диаграмме неравномерно. При наличии по­мех затруднительно декодировать сигнал, у которого возможные по­ложения вектора отделяются небольшими расстояниями на фазовой плоскости. Было найдено остроумное решение — так изменять амплитуду и фазу несущей частоты в процессе модуляции, что возможные положения вектора сигнала оказываются располо­женными на векторной диаграмме не равномерно, а на различных расстояниях друг от друга. При этом, очевидно, для одной части пе­редаваемой информации при наличии помех условия декодирования улучшатся, а для другой части — осложнятся, но появляется важное преимущество — для сложных условий приема сигнала можно зара­нее определить, какая именно часть информации, имеющая высший приоритет, в первую очередь должна попасть в приемное устройство. Величина неравномерности оценивается коэффициентом α, показы­вающим отношение расстояния между группами точек-концов векто­ра на диаграмме к расстоянию между соседними точками.

На рисунках 3.15,б и 3.15,в заштрихованы области, внутри которых изменения положения вектора сигнала могут быть зафик­сированы в приемном устройстве лишь при помехоустойчивом прие­ме. При ухудшении условий приема детектор может выделить лишь меньшую, заранее определенную часть информации, имеющую высший приоритет. В примере, показанном на рисунке 3.15, такой объем информации эквивалентен случаю 4- QAM и показан на рисунке 3.15,г. Это позволяет строить приемники с различными возможностя­ми, способные наиболее качественно принять ту долю передаваемой информации, которую они смогут воспроизвести при данных условиях приема.

3.7. Способ модуляции OFDM

Способ модуляции с одновременным использованием несколь­ких несущих частот, имеющий название OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex — способ с мультиплексированием ортогональных частот), известен более 30 лет, однако в последние годы, с разви­тием цифрового ТВ вещания, преимущества этого способа модуля­ции оказались актуальны.

Основная идея, положенная в основу этого способа, заключается в следующем. Передаваемый цифровой поток модулирующего сигна­ла «распараллеливается» и передается по нескольким каналам — путем модуляции нескольких несущих. Число этих несущих выбира­ется так, чтобы необходимым образом сократить скорость передачи информации на каждой отдельной несущей. В результате достига­ется главное — на передачу одного символа на каждой отдельной несущей может быть отведено большее время. Настолько большее, чтобы сделать передачу каждого символа независимой от наличия отраженных сигналов, обусловленных так называемым «многолуче­вым» распространением радиоволн, что достаточно характерно для городских условий.

На рисунке 3.16 показан пример преобразования («распараллели­вания») одного последовательного цифрового сигнала в пять отдель­ных сигналов путем демультиплексирования, что позволяет увели­чить длительность передачи символа в каждом из пяти сигналов в пять раз. Далее, каждый из полученных таким образом сигналов с уменьшенной скоростью передачи символов модулирует соответству­ющую несущую, число которых равно числу модулирующих сигна­лов. При этом допускается фазовая (PSK) или квадратурная ампли­тудная (QAM) модуляция каждой несущей.

Рисунок 3.16 — Пример демультиплексирования цифрового сигнала

Несущие частоты при этом выбираются из следующих соображений:

¾ число несущих должно быть таким, чтобы при неизменной ско­рости потока данных на входе модулятора OFDM увеличить до требуемой величины время передачи одного символа на каждой несущей;

¾ несущие должны быть достаточно близки по частоте друг к дру­гу, чтобы сократить занимаемую полосу частот канала связи;

¾ частоты несущих должны быть выбраны так, чтобы они не со­здавали взаимных помех.

Последнее условие выполняется, если частоты удовлетворяют требованию ортогональности. Физический смысл этого требования заключается в следующем: спектр каждой несущей после модуля­ции должен иметь «нули» на частотах, на которых расположены остальные несущие. Выполнение этого условия обеспечивает отсут­ствие взаимных помех и независимую передачу информации на ка­ждой несущей.

На рисунке 3.17 показан спектр одной несущей в результате моду­ляции ее сигналом прямоугольной формы.

Рисунок 3.17 — Огибающая спектра одной несущей с номером k при модуляции OFDM

Исходя из условия ортогональности, частоты несущих должны располагаться на оси частот с шагом, обратным величине T _s— вре­мени передачи одного символа. При этом значения каждой частоты определяются выражением

f_k = f ₀ + k , (3.7)

где k = 0, 1, 2,..., n – 1, N.

Получается ряд частот, расположенных равномерно и с общим спектром, достаточно близко приближающимся к прямоугольной форме, что позволяет эффективно использовать ча­стотный канал передачи (см. рисунок 3.18).

Рисунок 3.18 — Спектр передаваемого сигнала при модуляции OFDM

Важным фактором при таком способе модуляции является так называемая «межсимвольная интерференция» (Intersymbol Interferention, ISI), или, по существу, перекрестные искажения.

Модуляция OFDM позволяет применить простой прием для борьбы с этим явле­нием: при увеличении количества несущих частот время на передачу одного символа также увеличивается.

Этого увеличения оказывает­ся достаточно для того, чтобы ввести между передаваемыми сим­волами так называемый «защитный интервал» (Guard Interval, GI) (см. рисунок 3.19).

Рисунок 3.19 — Назначение защитного интервала при модуляции OFDM

В пределах защитного интервала передается как бы возвращённая назад во времени копия последующей части символа. Таким образом, время, затрачиваемое на передачу одного сим­вола OFDM, состоит из интервала передачи полезной информации и защитного интервала

T_GS = Т_G + T_S, (3.8)

где T_GS — время, затрачиваемое на передачу одного символа;

T_G — защитный интервал;

T_S — время передачи полезной информации.

Процесс формирования полного символа ОFDМ, включающего защитный интервал, схематично показан на рисунке 3.20.

Рисунок 3.20 — К пояснению формирования полного символа ОFDМ

Правильный выбор длительности защитного интервала позволяет в определенных пределах устранить помехи, вызываемые эхо-сигналами.

На рисунке 3.21 показаны временные интервалы для основного сигнала и двух его эхосигналов.

Рисунок 3.21 — Временные интервалы основного и двух эхосигналов

Задержка первого эхосигнала находится в допустимых пределах, и переходные процессы из-за стыка двух символов приходятся на защитный интервал основного сигнала, не искажая его полезную часть. Напротив, если второй эхосигнал задержан свыше допустимых пределов, то его переходная зона приходится на полезную часть основного сигнала, то есть защита не обеспечивается.

Рисунок 3.22 иллюстрирует суммирование нескольких задержанных сигналов с образованием мешающего сигнала, устраняемого за счет защитного интервала.

Рисунок 3.22 — Защитный интервал в символе ОFDМ

На рисунке 3.22 помимо основного сигнала показаны отраженные эхосигналы 1; 2 и сигнал соседнего передатчика одночастотной сети (эхосигнал 3). В приемник поступает сумма этих четырех сигналов. При выборе времени Т_G больше времени импульсной реакции канала или времени задержки распространения, МСИ существенно снижается, так как все переходные процессы от нежелательных сигналов завершаются в пределах защитного интервала. Заметим, что даже при наличии защитного интервала интерференция между несущими сохраняется. Так как введение защитного интервала снижает пропускную способность системы, то обычно на практике его длительность не превышает одной четверти от длительности символа.

Структурная схема модулятора OFDM показана на рисунке 3.23.

Рисунок 3.23 — Формирование сигнала OFDM

Для формирования каждой из используемых несущих ча­стот необходим свой задающий генератор. Так может осуществляться способ модуляции OFDM при небольшом количестве несущих, од­нако применительно к передаче цифрового ТВ сигнала количество несущих частот на выходе модулятора может составлять несколь­ко тысяч, поэтому при построении модулятора было найдено ори­гинальное решение, позволившее избежать изготовления такой мно­гоканальной системы передачи. Дело в том, что каждая несущая ответственна за соответствующую часть общего спектра сигнала на выходе модулятора. В радиотехнике известен прием синтеза сложно­го сигнала из отдельных гармонических составляющих. Таким при­емом является обратное преобразование Фурье. Существуют хоро­шо отработанные алгоритмы, позволяющие использовать такие пре­образования в минимальное время и с минимальными вычислитель­ными затратами.

На рисунке 3.24 показан пример формирования сигнала OFDM с помощью обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ), кото­рому подвергается входной цифровой поток.

Рисунок 3.24 — Формирование радиосигнала OFDM с помощью обратного быстрого преобразования Фурье

После ОБПФ обе части вычисленного преобразования, вещественная и мнимая, переводятся в аналоговую форму, проходя ЦАП и ФНЧ для удаления высокоча­стотных продуктов, затем поступают в преобразователь частоты, где умножаются соответственно на основной и квадратурный сигналы — гармоническое колебание частоты f _0. Это позволяет после суммато­ра получить спектр сигнала OFDM, смещенный на частоту f ₀. Такая операция соответствует преобразованию частоты, необходимому при формировании радиосигнала для выбранного канала вещания.

Следует отметить, что данный способ модуляции имеет еще один «резерв» повышения помехоустойчивости. В процессе формирова­ния передаваемого сигнала, содержащего несколько несущих, может оказаться так, что следующие друг за другом последовательно во времени символы модулируют соседние по частоте несущие. Это об­стоятельство неблагоприятно влияет на устойчивость такой системы передачи к помехам, поражающим сразу определенный диапазон ча­стот (см. рисунок 3.25).

Рисунок 3.25 — Воздействие помех при передаче сигнала OFDM

Один из вариантов способа модуляции OFDM, из­вестный под названием COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex), предполагает «перемешивание» передаваемых символов во времени таким образом, что следующие друг за другом символы полезной информации на передающей стороне модулируют те несу­щие, номера которых предписываются специальной заранее опреде­ленной последовательностью. Эта последовательность точно выдер­живается на передающей стороне и, в обратном порядке — в прием­ном устройстве. Такая мера позволяет сделать данный способ пере­дачи информации практически нечувствительным к различного рода замираниям, а также помехам, исключающим на короткое время воз­можность использования какого-либо участка диапазона частот.

Особенностью модуляции ОFDМ является повышенная неравномерность уровня мощности группового модулированного сигнала. На рисунке 3.26 показан результат суммирования пяти немодулированных несущих различных частот.

Рисунок 3.26 — Сумма несущих ОFDМ

Суммарный сигнал имеет сильную неравномерность амплитуды. Отношение пиковой к средней мощности в каждом субканале системы ОFDМ также как и для систем с одиночной несущей зависит только от вида сигнального созвездия и коэффициента скругления спектра α.

Теоретически различие в значениях отношений пиковой мощности к средней для полного спектра системы СОFDМ и системы с одиночной несущей составляет

Δ(Р_М / Р ₀)=10 lg N,

где N — число несущих.

При N = 1000 разница должна составить 30 дБ.

Однако практически за счет рандомизации данных скремблированием и других преобразований структуры потока теоретическое значение может быть достигнуто в очень редких случаях, в частности, при больших размерах сигнального созвездия. Так как скремблированный сигнал ОFDМ может рассматриваться как последовательность независимых одинаково распределенных несущих, то согласно центральной предельной теореме теории вероятностей при большом числе несущих (N больше 20) их распределение приближается к гауссовскому. При этом вероятность того, что превышение пиковой мощности над средней мощностью составит 9,6 дБ, равна 0,1%, а что превышение составит 12 дБ — менее 0,01%.